ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ Особенности широкополосных усилителей Использование перестраиваемых контуров требует большого времени перехода с одной частоты на другую, снижает надежность, усложняет эксплуатацию. Устранить эти недостатки позволяют широкополосные усилители (ШПУ). ШПУ необходимы для передачи сигналов с широким спектром. ШПУ дают ряд преимуществ и при узкополосных сигналах. Использование ШПУ упрощает проектирование и изготовление РПУ, можно строить передатчики с различными рабочими частотами. Функции ШП цепей связи выполняют трансформаторы на ферритовых сердечниках, ФНЧ или ПФ на сосредоточенных элементах LC, либо на распределенных структурах (например, отрезках полосковых линий). Если требования к неравномерности АЧХ усилителя нежесткие, а полоса не превосходит октавы (w. В/w. Н<2), то можно использовать простейшие цепи, например одиночные LC- контуры. В усилителях с полосой несколько октав применяют трансформаторы с ферритами. Это позволяет избавиться от всех перестраиваемых резонансных цепей в промежуточных каскадах. 1
На выходе передатчика с полосой более октавы (w. В/w. Н>2) для фильтрации высших гармоник приходится ставить ряд переключаемых фильтров с полосой пропускания каждого из них менее октавы. Таким образом, весь диапазон рабочих частот разделяется на несколько поддиапазонов. Необходимость в переключаемых фильтрах отпадает в многооктавных усилителях с раздельными полосами (УРП). Требования к ЦС ШПУ. • Выходная ЦС должна преобразовывать RП в близкое к оптимальному сопротивление коллекторной нагрузки во всем рабочем диапазоне. • Фильтрация высших гармоник. • Межкаскадная ЦС должна корректировать спад АЧХ усилителя, вызванный инерционными явлениями в АЭ. • Иметь необходимое сопротивление нагрузки предыдущему каскаду или необходимое входное сопротивление усилителя в целом. 2
УСИЛИТЕЛИ С ПОЛОСОЙ МЕНЕЕ ОКТАВЫ В диапазонах МВ и ДМВ нужны усилители с полосой не более октавы. Межкаскадные ЦС таких усилителей выполняют как на сосредоточенных, так и на распределенных элементах. Рассмотрим ШПУ на БT по схеме с ОЭ, использующих простейшие LC-цепи связи. На частотах f > 3 f. Т/h 21 Э модуль коэффициента БТ 1/f. Следовательно, для поддержания неизменного iк в рабочем диапазоне необходим линейный рост тока базы iб с частотой. Для частот f 3 f. Т/h 21 Э при активной нагрузке в цепи коллектора RК входное сопротивление ZBX транзистора в режиме без отсечки в схеме с ОЭ имеет частотнонезависимую активную составляющую r. ВХ и реактивную составляющую индуктивного характера ХВХ=w. LВХ (рис. 1). LВХ r. ВХ Рис. 1. Эквивалентная схема ZBX транзистора с ОЭ для режима без отсечки на ВЧ В простейшей входной ЦС, корректирующей частотную зависимость коэффициента усиления по току, можно применить последовательный или параллельный одиночный колебательный контур, включающий элементы эквивалентной схемы ZBX БТ на рис. 1. 3
RBH~r. ВХ w w. Н w. В= w 0 Рис. 2 а. Схема частотной коррекции Рис. 3 а. Нормированные АЧХ IБ и коэффициента передачи IК 1 ШПУ с корректирующей цепью транзистора по току в виде последовательного контура Из рис. 3 а видно, что, выбрав резонансную частоту контура w 0 вблизи верхней частоты диапазона w. В, можно получить увеличение амплитуды тока базы с ростом частоты. Неравномерность IК 1 (8. . . 10)% для диапазона w. Н. . . w. В порядка октавы, QLBЕТВИ=w. ВL/r. ВХ 2, 3. ЦС согласована с генератором на w 0, Q входной цепи в целом (с учетом RBH источника сигнала) должна быть в 2 раза меньше – 1, 15. За частоту w 0 принимают w. В, так как при w 0<w. В на частотах выше w 0 амплитуда коллекторного тока IК 1 начинает круто спадать, а при w 0>w. В сужается полоса частот, в которой мала неравномерность IК 1. Входное сопротивление ЦС на рис. 2 а на w. В=w 0 равно r. ВХ, т. е. цепь не обладает трансформирующими свойствами. Это является ее недостатком. Так как стандартное сопротивление большинства СВЧ трактов равно 50 Ом, эту ЦС без дополнительного трансформатора можно рекомендовать для маломощных транзисторов с r. ВХ=50 Ом. 4
Корректирующая цепь в виде параллельного контура Рис. 2 б. Схемы частотной коррекции коэффициента передачи транзистора по току в виде параллельного контура w w. Н w. В= w 0 Рис. 3 б. Нормированные АЧХ IБ и IК 1 ШПУ с корректирующей цепью в виде параллельного контура IК 1 (8. . . 10)% для w. Н. . . w. В порядка октавы, если QLBЕТВИ= w. ВL/r. ВХ 4, 5. ЦС согласована с генератором на w 0, добротность входной цепи в целом с учетом RBH источника сигнала должна быть в 2 раза меньше– 2, 25. Корректирующая ЦС на рис. 2 б способна трансформировать входное сопротивление транзистора. Но коэффициент трансформации равен QВ 2=20 на частоте w. В. Такая ЦС удобна для ШПУ на мощных транзисторах, имеющих r. ВХ порядка единиц ом. 5
Рассмотренные простые схемы коррекции АЧХ транзистора относятся к цепям с отражением «избыточной» мощности. Подразумевается, что мощность возбудителя частотно-независима, а его сопротивление RBН определено и постоянно в рабочем диапазоне. По мере приближения к нижней границе диапазона частот w. Н мощность возбуждения снижается, так как ZBX ЦС из согласованного на верхней частоте w. В активного сопротивления, становится комплексным, с нарастанием рассогласования к нижней частоте w. Н. При этом возрастает мощность рассеяния АЭ источника возбуждения в нижней части диапазона, а иногда и возникает паразитное самовозбуждение. Недостатки корректирующих цепей с отражением «избыточной» мощности устраняются в цепях с постоянным ZBX, поглощающих эту мощность в специальных балластных резисторах. 6
Если схему на рис. 2 а с последовательным контуром дополнить двухполюсником r 1, X 1, (рис. 4 а), то она превратится в цепь с постоянным ZBX, сохранив свойства АЧХ. Входное сопротивление цепи на рис. 4 а: (1) не зависит от частоты и вещественно, когда r 1= r 2= r, а вещественные и мнимые части числителя и знаменателя пропорциональны: Х 2 r 1 Х 1 C (2) r 1 L r 2 = r. ВХ а) C 1 C 2 L 1 w 0 = w. В r 2 б) Рис. 4. Эквивалентные схемы корректирующей входной цепи и ШПУ с постоянным входным сопротивлением ZВХ(w)=r на всех частотах от 0 до , если -X 1 X 2=r 2 (3) Если X 2=w. L 2 -1/w. C 2, то из (3) X 1(w)=-r 2 w. C 2/(w 2 L 2 C 2 -1) м. б. реализовано контуром L 1, C 1, для которого L 1 C 1= L 2 C 2; r 2 C 2=L 1; (4) - (5) 7
Параметры элементов цепи коррекции рис. 4 б для октавной полосы w. Н… w. В: QВ = w. В L 2 / r 2 1. 15 (6) - (7) В выходной цепи VT ограничивают полосу частот ШПУ емкость СК и индуктивность LK коллекторного вывода. На невысоких частотах при w. LK<<1/w. СК и влиянием LK на полосу можно пренебречь. В этом случае простейшим средством компенсации емкостной проводимости w. СК является включение параллельно выходу транзистора индуктивности LH (рис. 5). Емкость СК и индуктивность LH образуют параллельный контур, настроенный в резонанс на средней рабочей частоте. Емкость СР–разделительная. Cр Cк Lн Rн Cбл + Рис. 5. Простая нетрансформирующая схема выходной цепи связи ШПУ Lк Cк Условием коррекции является низкая добротность контура, образованного СК, LН RН и g. ВЫХ – активной составляющей выходной проводимости транзистора. Для октавной полосы QВЫХ<0, 424. Одноконтурная схема не может трансформировать сопротивления и плохо фильтрует гармоники. Применяется, когда отношение Rвых=EП 2/2 P 1 50 Ом. 8
Если необходимо трансформировать сопротивление в коллекторной цепи или нельзя пренебречь индуктивностью LK (w. LK того же порядка, что и 1/w. СК), применяют систему связанных контуров, расширяющую полосу пропускания цепи при заданной неравномерности АЧХ. Lк L 2 L'1 L 3 Cк Cбл L 1 C 2 Rп C 1 L 2 L 3 (СК) C 2 Rп Cбл а) Рис. 6. Электрическая (а) и эквивалентная (б) схемы двухконтурной трансформирующей цепи на выходе ШПУ б) В этих случаях СК и LК входят в состав первого контура. Такие цепи лучше фильтруют гармоники, чем одноконтурные. 9
УСИЛИТЕЛИ С РАЗДЕЛЬНЫМИ ПОЛОСАМИ В ШПУ с полосой более октавы, особенно в режиме с отсечкой, для фильтрации высших гармоник можно разбивать рабочий диапазон на ряд поддиапазонов, каждый менее октавы. Переход от одного поддиапазона к другому должен сопровождаться включением соответствующего фильтра на выходе, т. е. необходимо использовать систему коммутируемых фильтров гармоник. Это снижает быстродействие системы при переходе от одного поддиапазона к другому, а также исключает возможность усиления сигнала с шириной спектра более октавы. Кроме того, при таких полосах трудно получить равномерную АЧХ. Указанные недостатки устраняются в так называемых усилителях с раздельными полосами (УРП, рис. 7). Принцип их работы состоит в разделении полной полосы частот усилителя на несколько смежных полос, каждая шириной менее октавы, с помощью частотно-разделительного устройства, называемого мультиплексером (МП) и содержащего набор фильтров. Рис. 7. Схема усилителя с раздельными полосами 10
U fimax/ fimin<2 f f 1 f 2 f 3 f 4 Смежные полосы имеют небольшое перекрытие. Усиление сигнала в каждой частной полосе осуществляется с помощью простого и относительно узкополосного усилителя. Затем выходы усилителей частных полос объединяются частотно-суммирующим устройством. Преимущества УРП: • фильтрация высших гармоник возможна без коммутации фильтров. • упрощается формирование плоской АЧХ усилителя за счет возможности раздельной корректировки АЧХ в каждой частной полосе. • возможно одновременное усиление нескольких сигналов с сильно отличающимися частотами или сверхширокополосного сигнала. Если сигнал сравнительно узкополосный, то работает только один канал, и это приводит к сильному недоиспользованию усилителя по мощности. 11
УСИЛИТЕЛИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ Любой усилитель можно характеризовать величиной П= f К – площадью усиления, где К – коэффициент усиления, f – рабочая полоса частот. Полоса f выходной цепи усилителя определяется произведением Свых АЭ на сопротивление Rп (индуктивностью выводов можно пренебречь). При K=const и параллельном включении n АЭ сопротивление нагрузки Rп уменьшается, но СВЫХ во столько же раз увеличивается. То есть «П» остается без изменения. Задача увеличения «П» решается с помощью усилителей с распределенным усилением (УРУ). Как в параллельной схеме, в них формируют I АЭ в общей нагрузке, но не CВЫХ. Звенья искусственной линии СВЫХ АЭ в них являются элементами искусственной Rбал. а Rп СЗ СЗ длиной линии, полоса частот UВЫХ которой не зависит от числа ячеек. В сеточной и анодной линиях создается режим бегущей волны. При этом скорости движения волн вдоль обеих линий СЗ СЗ Rбал. с одинаковы va=vc. Рис. 8. Схема лампового усилителя с распределенным UВХ Звенья искусственной линии 12
звено ИЛ звено согл. (СЗ) La. Ca= Lc. Cc для va=vc Рис. 8 б. Электрическая схема лампового усилителя с распределенным усилением В простейшем случае УРУ состоит из двух (на входе и на выходе) искусственных однородных линий из 10 15 звеньев типа ФНЧ или ПФ и того же числа АЭ. 13
В однородной линии UВЫХ возрастает к выходу. Если режим последней лампы КР, то предыдущие лампы работают в режиме ННР. Это снижает выходные Р и КПД. Снизить потери можно применяя неоднородную линию, волновое сопротивление ZВ которой возрастает к началу линии. Закон изменения волнового сопротивления ZВ подбирают так, что в линии существует лишь прямая волна, а амплитуды напряжений на анодах ламп одинаковы. При этом Rбал в анодной цепи не нужны. Прямые волны, распространяющиеся к выходу усилителя, складываются синфазно, и выделяют в нагрузке половину мощности, развиваемой лампами. Звенья СЗ согласуют меняющиеся в полосе частот характеристическое сопротивление искусственных линий с RП и Rбал. Для равномерного использования ламп по току, необходимы одинаковые UВОЗБ, поэтому затухание входной линии должно быть малым. Когда необходимы минимум искажений и гармоник, работают без отсечки анодных токов, и КПД падает. Для компенсации четных гармоник УРУ строят по двухтактной схеме с трансфоматорной связью с нагрузкой. УРУ применяется в качестве ШПУ промежуточных и выходных каскадов РПУ КВ, УКВ и ДМВ. Мощность ламповых УРУ достигает единиц киловатт в непрерывном режиме и сотен киловатт в импульсном, при полосе менее или более октавы. 14
Достоинствами УРУ являются - высокая надежность в целом, т. к. , например, при потере эмиссии одной-двух ламп выходная мощность снижается незначительно, а от КЗ ламп защищаются плавкими предохранителями. - постоянное активное выходное сопротивление УРУ позволяет работать с рассогласованными нагрузками (КБВ до 0, 3) при сохранении рабочей полосы частот и приемлемой неравномерностью выходной мощности. - в третьих, УРУ есть сумматор мощностей большого числа генераторов в широкой полосе частот (до 5 октав) без применения мостовых схем. Недостатки: - сложность схемы, недоиспользование части ламп по мощности и низкий КПД, - при большом числе каскадов увеличивается склонность УРУ к самовозбуждению, растет затухание в линиях, усложняется регулировка. Поэтому происходит переход к построению ШПУ не на УРУ, а на усилителях с широкодиапазонными ЦС. --------------Коэффициент бегущей волны КБВ=(1 -|Г|)/(1+|Г|) Коэффициент отражения Г=(ZН–WВ) / (ZН+WВ) , WВ-сопротивление линии 15
ТРАНЗИСТОРНЫЕ ШПУ НА ТРАНСФОРМАТОРАХ С ФЕРРИТОМ РПУ диапазона (0, 1. . . 30 МГц), в которых целесообразно применять ШПУ, отличаются разнообразием технических данных: назначением, мощностью, видами модуляции, количеством выпускаемых экземпляров и т. д. Наилучшим образом требованиям дешевизны производства, удобства эксплуатации, надежности, экономичности отвечает построение их ВЧ трактов по принципу ШПУ. Построение ШП передатчиков этого диапазона осложняется сильной частотной зависимостью входного сопротивления антенны, особенно широко используемых в низовых системах радиосвязи простейших антенн типа «штырь» . Особенностью таких антенн является их высокая добротность (Q~100), и, соответственно, их узкополосность. В этом случае весь тракт передатчика может быть широкополосным, за исключением выходной цепи, которая неизбежно оказывается узкополосной (и настраиваемой). Диапазон коротких волн (3. . . 30 МГц) разбивается на несколько октавных поддиапазонов, в пределах которых можно эффективно согласовать выходной каскад с антенной с помощью специальных корректирующих звеньев. В диапазонах 30. . . 300 к. Гц и 0, 3. . . 3 МГц можно получить высокие КПД (до 70%) и линейную амплитудную характеристику (АХ), применяя простые трансформаторные схемы с глубокими отрицательными обратными связями. 16
Коэффициенты трансформации трансформаторов с магнитной связью по напряжению, току и сопротивлениям определяются по формулам: KU=u 2/u 1=w 2/w 1; KI=I 2/I 1=w 1/w 2; RН/RВХ=w 22/w 12 Т В эквивалентной электрической схеме на рис. учитываются сопротивления обмоток rs 1, rs 2 и эквивалентное сопротивление потерь в магнитопроводе Rм. Влияние rs 1, rs 2 и Rм на коэффициент трансформации мало, и их учитывают при оценке мощности потерь и расчете КПД трансформатора. Паразитные реактивные элементы влияют на коэффициент трансформации и ограничивают его полосу: снизу - эквивалентной индуктивностью намагничивания первичной обмотки LM, сверху - индуктивностями рассеивания обмоток Ls 1, Ls 2, эквивалентными емкостями обмоток Сп 1, Сп 2 и эквивалентной емкостью между обмотками Сп 1 -2. Для расширения полосы пропускания необходимо увеличивать LM и 17 одновременно снижать Ls и Сп. Однако эти требования противоречивы.
При рациональном проектировании обеспечивается полоса пропускания с коэффициентом перекрытия до 10… 30 на частотах от 100 к. Гц до 100 м. Гц для больших сопротивлений RН (25 Ом… 10 к. Ом) [РПУ, Шахгильдян]. Для мощных каскадов на биполярных транзисторах с малыми RВХ и RВЫХ (от единиц и менее Ом) трансформаторы с магнитной связью малопригодны. Схемы с ОБ (рис. 9 а) и с ОК (рис. 10) имеют 100%-ные отрицательные обратные связи, соответственно по току и по напряжению. Рис. 9. Схема двухтактного трансформаторного ШПУ с ОБ (а) и формы выходного тока и входного напряжения (б) Рис. 10. Схема широкополосного двухтактного эмиттерного повторителя 18
В схеме с ОЭ (рис. 11) отрицательная обратная связь вводится с помощью трансформаторов Тр3, ее глубина определяется коэффициентом трансформации. Рис. 11. Схема трансформаторного ШПУ с ОЭ Нелинейность АХ усилителя, порождаемая нелинейностью АЭ, зависит от внутреннего сопротивления источника возбуждения. Для уменьшения нелинейности АХ усилители на рис. 9 а (ОБ) и 11 (ОЭ) следует возбуждать генератором тока, а усилитель на рис. 10 (ОК) – генератором напряжения. Искажения выходного сигнала в схеме ОБ на рис. 9 а малы лишь в КР и HP. Увеличение сопротивления нагрузки в схеме с ОБ может перевести усилитель в ПР и вызвать искажение формы выходного сигнала. От этого недостатка свободна схема с ОК (рис. 10), в которой выходное напряжение в широком интервале сопротивлений нагрузки близко к входному. Поэтому она предпочтительна при работе на переменную нагрузку. 19
Если требуемое подавление гармоник не превышает 40. . . 50 д. Б, можно, применяя указанные схемы, обойтись без октавных фильтров гармоник на выходе усилителя. Отрицательная обратная связь в схемах на рис. 9 -11 позволяет, кроме того, получить равномерную АЧХ усилителя. Усилители указанных диапазонов обычно строятся по схеме с заземленным коллектором, поскольку у транзисторов этого диапазона коллектор, как правило, соединен с корпусом, а корпус привинчивается к шасси. На схемы ШПУ диапазона до десятков мегагерц влияют два обстоятельства: • необходима коррекция АЧХ усилителя в связи с сильным проявлением инерционных свойств транзистора, • трудно реализовать обычный трансформатор, особенно мощный, с равномерной АЧХ из-за влияния индуктивностей рассеяния и паразитных межвитковых и межобмоточных емкостей. 20
Трансформаторы на линиях В транзисторных ШПУ на частотах выше 10 м. Гц широкое применение нашли трансформаторы на линиях (ТЛ). Как известно, линия, согласованная на концах, имеет бесконечно большую полосу пропускания (теоретически при ZВХ(w)=RВХ=ZЛ=RН). ТЛ содержит одну или несколько согласованных линий, чем и объясняется его широкополосность. Согласованная линия имеет коэффициент трансформации, равный 1. Чтобы повысить его, нужно соединить несколько линий. Принцип соединения линий поясним на примере обычных двухобмоточных трансформаторов с единичным коэффициентом трансформации (рис. 12). Для этого первичные обмотки трансформаторов соединим параллельно, а вторичные последовательно. Тогда коэффициент трансформации будет равен числу соединенных двухобмоточных Рис. 12. Схема соединения обмоток трансформаторов. с единичным коэффициентом трансформации 21
Рис. 12. Схема соединения обмоток трансформаторов с единичным коэффициентом трансформации Если в схеме на рис. 12 заменить двухобмоточные трансформаторы (рис. 13 а) короткими отрезками двухпроводной линии (рис. 13 б), то произойдет короткое замыкание как источника сигнала, так и нагрузки, поскольку в отличие от трансформатора потенциалы точек 1 и 1' в линии практически одинаковы. То же относится и к точкам 2 и 2'. Чтобы устранить короткое замыкание, следует эту линию намотать на ферритовый сердечник (рис. 13 в). Рис. 13. Эквивалентные схемы двухобмоточного трансформатора (а), отрезков двухпроводной линии (б) и двухпроводной линии с ферритовым сердечником (в) 22
Тогда у нее, как и у обычного трансформатора, исчезнет жесткая связь потенциалов точек 1 и 1', а также 2 и 2', а разность потенциалов между точками 1 и 2 останется равной разности потенциалов между точками 1' и 2'. При этом (рис. 13 в) нагрузка R оказывается изолированной по переменному току от земли так же, как в схеме на рис. 13 а. Докажем это. Изоляция точки 2' от земли означает, что включение любого генератора U' между точкой 2' и землей не приводит к появлению тока в цепи этого генератора (рис. 14). Этот источник создает одинаково направленные токи I 1' и I 2' в обоих проводах линии, которые в отличие от токов I 1 и I 2 генератора U, создадут внешнее поле линии и будут намагничивать феррит. Поэтому линия по отношению к источнику U' ведет себя как дроссель, индуктивность которого пропорциональна магнитной Рис. 14. Схема изоляции выхода проницаемости феррита m. трансформатора от «земли» Наличие феррита не влияет на передачу энергии по линии от генератора U к нагрузке R, поскольку противоположно направленные и равные токи I 1 и I 2 не создают поля в феррите. При m 102… 104 токи I 1' и I 2', а также ток через генератор U' пренебрежимо малы и практически не влияют на работу линии. Напряжение на ее выходе будет равно 23 входному, а потенциал между точкой 2' и землей равен U'.
Сказанное позволяет предложить формальный способ построения широкополосных трансформаторов ТЛ. Для этого следует составить схему с требуемым коэффициентом трансформации, используя обычные двухобмоточные трансформаторы с КU=1 (например, как на рис. 12), а затем поменять их на ТЛ. Требования к параметрам линии: ZW=3… 150 Ом, частотные ограничения по w. Н: w. Н LПР>10 RВХ, w. Н LПР>10 RН; по w. В : длина линии, l. Э<(0, 1… 0, 2)l. В Схеме рис. 12 будет соответствовать схема рис. 15 с таким же коэффициентом трансформации и параметрами: RВХ=ZЛ/N, RН=NZЛ, RН/RВХ=N 2, ZЛ= (RНRВХ)0, 5. Соединив две обмотки последовательно, имеем автотрансформатор с коэффициентом трансформации, равным 2 (рис. 16 а). Заменяя обычный трансформатор на рис. 16 а отрезком линии с ферритом, получаем ТЛ с таким же коэффициентом трансформации (рис. 16 б). Рис. 15. Схема соединения трансформаторов на длинных линиях RВХ=ZЛ/N, RН=NZЛ, RН/RВХ=N 2 ZЛ= (RНRВХ)0, 5, Рис. 16. Схемы автотрансформаторов с магнитной (а) и 24 электромагнитной (б) связями
Существует множество вариантов соединения отрезков линий с ферритами - с дискретными коэффициентами трансформации, равными отношению любых целых чисел, с поворотом фазы на 180°, а также преобразующих симметричную нагрузку в несимметричную и наоборот. Некоторые примеры ТЛ приведены на рис. 17. R/2 ZW=R R R Z =R W R R R Рис. 17. Эквивалентные схемы фазоинвертора (а) и фазорасщепителей (б, в, г) Целый спектр схем с трансформаторами на линиях разного типа (коаксиальных, двухпроводных и др. ) и их конструктивных вариантов приведен в книге «Справочное пособие по ВЧ схемотехнике» Рэда. ZW=R R R Фазоинвертор на КЛ 25
Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линиях с коэффициентом трансформации сопротивлений 1: 4. Обратимость входов и выходов схем. Схема симметрирующего трансформатора на линиях и расположение обмоток на тороидальном сердечнике с коэффициентом трансформации сопротивлений 1: 1/4 26
ZЛ= (RНRВХ)0, 5=R(0. 5*1)0, 5=0, 707 R Схемы 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями с одинаковыми входными и выходными сопротивлениями. 27
RВЫХ =9 RВХ ZW 1=ZW 2=ZW 3=3 RВХ 9: 1 Межкаскадная цепь согласования на трансформаторе из трех линий, включенных на входе последовательно, а на выходе – параллельно. 28
Рис. 18. Схема двухтактного широкополосного усилителя с ТЛ для диапазона 3. . . 30 МГц UВХ/2 UВХ/4 UВХ По R: 16: 1 По U: 4: 1 В двухтактном ШПУ с ТЛ (рис. 18) трансформаторы Тр1 и Тр2 имеют общий коэффициент трансформации по U, равный 4 (по сопротивлению в 16 раз). Трансформаторы Тр3 и Тр4 создают противофазное напряжение возбуждения. Цепи Rl. R 2 C 1 выполняют функции коррекции спада транзисторов в верхней части диапазона и приближенное согласование во всем рабочем диапазоне частот на входах трансформаторов Тр3 и Тр4. Конденсаторы С 2 и С 3 разделительные. Трансформатор Тр5 необходим при режиме класса В для попеременного замыкания выходной цепи, так как в любой момент времени один из транзисторов закрыт. Общая точка обмоток Тр5 заземлена. Тр6 преобразует несимметричную нагрузку RП в симметричную. 29
Волновые сопротивления линий всех трансформаторов в оптимальном случае должны быть согласованы с сопротивлением их нагрузок. Однако даже при комплексной нагрузке, когда неизбежны отражения в линиях, образующих ТЛ, частотные характеристики ТЛ оказываются более равномерными, чем у обычных трансформаторов. Рассмотрены простейшие ТЛ. Их нижняя рабочая частота ограничена конечным значением магнитной проницаемости феррита m. Для расширения рабочего диапазона ТЛ в области низких частот применяют корректирующие элементы, конденсаторы и дополнительные симметрирующие обмотки. Для расширения возможностей трансформации сопротивлений схем на линиях можно использовать параллельное и (или) последовательное соединений симметричных и коаксиальных линий, а также использование линий в виде скрученных между собой проводов. 30
31
Скачать презентацию ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ Особенности широкополосных усилителей Использование перестраиваемых контуров
13_ШПУ.ppt