КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ Модулирующее напряжение U cos t включают

КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ Модулирующее напряжение U cos t включают последовательно с источником EПМОЛ - напряжением в цепи коллектора (или анода), определяющего режим молчания: где m=U /EПМОЛ. E ( t)= E + U cos t= E (1+mcos t) (18) П ПМОЛ i. А i. C IА n Uω СБЛ С -ЕС СБЛ К СБЛ Б IА Ω а IБ n Uω СБЛ А СБЛ Ω i. К i. Б UΩ -ЕБ IК Ω СБЛ Ω IА 0 Н +ЕАН б UΩ IК 0 Н +ЕКН Рис. 1. Схемы генераторов с анодной и коллекторной амплитудной модуляцией 1

i. А IMA МАКС = Анодная модуляция (m = 1) =IMA НОМ θМАКС = 90° ГВВ θ = 90° (m = 0) ЕА 0 Рис. 2. ЕА НОМ (EПМОЛ) 2 ЕА НОМ На рис. 2 показаны ДХ анодного тока лампы при использовании её в ГВВ без модуляции в оптимальном режиме и для максимального режима при использовании этой лампы в генераторе с анодной модуляцией. Как видно из ДХ, при анодной модуляции лампа переиспользуется по напряжению в 2 раза. 2

Определим СМХ при изменении напряжения ЕП при постоянных значениях остальных параметров (UВХ, ЕС, , RН - const). Применяем ПР (рис. 5, а), в ПР токи IК 1, IК 0 возрастают пропорционально напряжению ЕП, а в HP почти не меняются. ПР характеризуется большими IВХ 1, IВХ 0, значит большими PВХ 1 и РВХРАС. и тяжелым режимом АЭ и низким KP. НР ПР НР Рис. 5. Статические модуляционные характеристики усилителя мощности при коллекторной модуляции токов (а), КПД (б) и мощностей (в) 3

Рис. 5. 2. Временные диаграммы анодных напряжений и тока при анодной модуляции * параметры с нижним индексом т соответствуют режиму молчания 4

Можно ослабить режим и уменьшить входной ток IВХ 1, если использовать автоматическое смещение Ес=–IВХ 0 Rс за счет входного тока. Можно подобрать такую величину RC в цепи сетки, при котором СМХ IА 1(ЕА) будет близка к прямой линии, и для её построения достаточно воспользоваться двумя точками: IА 1 = IА 1 МАКС и IА 1 = 0. СМХ постоянной составляющей анодного тока IА 0(ЕА) также спрямляется. Кроме того, автоматическое смещение уменьшает сеточный ток (рис. 6. ). Модуляция получается комбинированной, так как в ПР меняются два напряжения: принудительно ЕП и автоматически ЕС. Для уменьшения частотных IА 1, IС 0 IА 1 искажений при модуляции UВОЗБ автосмещение должно быть НР ПР безинерционным, т. е. Без авто. LБЛ CСRС<<1/ МАКС, смещения для ВЧ составляющих входного тока IС 0 МАКС РЕЖ СС RС>>1/w, CС RC С автосмещением где СС – емкость, шунтирующая RC. IС 0 МОЛ Емкость СБЛ должна иметь IС 0 МИН РЕЖ СБЛ Ω IС 0 ЕА малое сопротивление для наинизшей –ЕИСТ СМ модулирующей частоты МИН 0 ЕАМОЛ ЕА МАКС Рис. 6 б CБЛ RС>>1/ МИН. Рис. 6 а 5

Энергетические соотношения при КМ. Считаем СМХ токов в ПР линейными. Коэффициент использования коллекторного напряжения =UН/EП=IKRН/EП=сonst в области ПР и пропорционально 1/EП в области HP (рис. 5, б). НР Коэффициент формы коллекторного тока g 1( )=IK 1/IK 0=const, ПР НР и КПД Э=0, 5 g 1( ) НР меняется от EП так же, как от EП (сonst в области ПР). Зависимости Р 0(EП), Р 1(EП) и РРАС(EП) в ПР имеют вид парабол ( I 2). В HP мощность Р 1=const, а Р 0, РРАС растут линейно с ростом EП (рис. 5, в). ПР НР 6

Для лучшего использования АЭ рекомендуют максимальный режим совмещать с КР, а режим молчания – с серединой линейного участка СМХ IKl(Eп). При m=1 следует брать: IА 1 МАКС EП МАКС=EП КР, EП МОЛ=0, 5 EП МАКС. IА 1 МОЛ IА 1 ПР НР РТ Угол отсечки IK в КР выбирают =70. . . 90°. КПД в максимальном режиме высокий Э МАКС~0, 7 и при модуляции не меняется. 0 ЕПМОЛ ЕП КР ЕА Это важное преимущество КМ по сравнению с модуляцией смещением и усилением модулированных колебаний. Определим мощности, отдаваемые источником питания EПМОЛ и модулятором в цепь коллектора. Поскольку характеристики IК 1(EП), IК 0(EП) линейные и проходят через начало координат, то коэффициенты модуляции по току и по напряжению равны, IK 1=IK 1 МОЛ+m. IK 1 МОЛ cos t=IK 1 МОЛ (1+m cos t); IK 0=IK 0 МОЛ +m. IK 0 МОЛ cos t=IK 0 МОЛ (1+m cos t); (19) (20) 7

Мощность потребляемая от ЕПМОЛ определяется постоянной составляющей IK, усредненной за период модулирующего сигнала, но IK 0 МОЛ=IK 0 МОД и поэтому Р 0 ИСТ=Р 0 МОЛ=IK 0 МОЛ ЕП МОЛ (21) Мощность, потребляемая от модулятора, равна Р =0. 5 I U =0. 5 m 2 Р 0 МОЛ, (22) т. е. того же порядка, что и мощность, потребляемая от источника постоянного напряжения EПМОЛ. Недостаток коллекторной модуляции – необходим мощный модулятор. При модуляции Э=const, поэтому мощности Р 0 МОД, РРАСМОД связаны с мощностями в режиме молчания так же, как Р 1 МОД с Р 1 МОЛ: Р 0 МОД= Р 0 МОЛ (1+0. 5 m 2) Р 0 МAX= Р 0 МОЛ (1+m)2 РРАС МОД = РРАС МОЛ (1+0. 5 m 2) РРАС МAX =РРАС МОЛ (1+m)2 (23) (24) В максимальном режиме РРАС МAX наибольшая, однако этот режим при модуляции кратковременный и нагрев определяется мощностью, усредненной за период модуляции РРАСМОД, поэтому следует проверять выполнение условия РРАС МОД РА, К МAX (25) 8

Выбор АЭ различен для ламп и VT. В электронных лампах допускается кратковременное превышение номинального анодного напряжения до 4 раз. Поэтому для ламп выбирают ЕПМОЛ=ЕПНОМ. При этом в максимальном режиме ЕПМАКС=ЕПНОМ(1+m), т. е. при m=1 напряжение на аноде составляет 2 ЕПНОМ, а пиковое 4 ЕПНОМ. При напряжении ЕПМОЛ=ЕПНОМ средняя мощность РРАСМОД, рассеиваемая анодом лампы, равна 0, 75 PА MAX. Для транзистора опасны даже кратковременные превышения мгновенных значений напряжения UКЭ и тока IК по сравнению с максимально допустимыми значениями. Поэтому номинальная мощность транзистора должна соответствовать мощности в максимальном режиме: Р 1 НОМ=P 1 МАКС, EПНОМ=ЕПМАКС. Мощность НЧ сигнала P , , которую должен обеспечить модулятор, нагруженный на коллекторную цепь АЭ, соизмерима с Р 0 МОЛ и Р 1 МОЛ. При такой P необходим высокий КПД модулятора, чтобы не ухудшить общий КПД всего передатчика. 9

Минимум нелинейных искажений обеспечивается, если модулятор выполнить по двухтактной схеме, и при этом его АЭ работают в HP с углом отсечки IK М=90°. Выход модулятора делают трансформаторным. ( М=0, 5 g 1( М) Т М ) Мощность PM 0, потребляемая модулятором, с учетом КПД трансформатора Т=0, 9 и КПД модулятора М МАКС=0, 7 равна PM 0 m. P 0 МОЛ. Т. е. в режиме молчания при m=0 и PM 0=0. Общий КПД (модулятор + модулируемый): С учетом Р 0 ИСТ=Р 0 МОЛ=IK 0 МОЛ ЕП МОЛ и Р =0. 5 I U =0. 5 m 2 Р 0 МОЛ находим (26) где Общий КПД зависит от глубины модуляции, так, с увеличением m КПД падает. 10

Для среднестатистического m=0. 3 ОБЩCР 0. 56, что выше, чем при модуляции смещением, поэтому КМ несмотря на большую мощность модулятора, реализуют в выходном каскаде РПУ. Особенность модулируемого каскада в том, что в цепи коллектора последовательно с постоянным напряжением ЕПМОЛ подают напряжение U с выхода модулятора и в дополнительных требованиях к блокировочным элементам. Рис. 7. Влияние коэффициента модуляции на энергетические соотношения при КМ 11

В ламповом УМ с двухтактным модулятором (рис. 8, а) для уменьшения массы и габаритов трансформатора его включают так, чтобы по обмоткам не протекали постоянные составляющие токов, создающие подмагничивание сердечника. Для этого последовательно со вторичной обмоткой трансформатора включают конденсатор СБЛ 3. Рис. 8. Эквивалентная схемы лампового УМ, модулируемого на анод (а) Поэтому постоянная составляющая IА 0 лампы протекает по дросселю LДP, который защищает обмотку трансформатора от короткого замыкания по звуковой частоте источником питания ЕП МОЛ. Подмагничивание в первичной обмотке скомпенсировано, так как в двухтактной схеме токи протекают по половинам обмотки в противоположных направлениях. 12

МАХ w w МIN Эквивалентная схема выходной цепи модулятора лампового УМ, модулируемого на анод (б) Требования к блокировочным элементам удобно пояснить с помощью эквивалентной схемы рис. 8, б. Для уменьшения частотных искажений XLДР( МIN)= MINLДР>>R ; XСБЛ 3( МIN)=1/( МINСБЛ 3)<> R ; МАХLБЛ << R В то же время элементы LБЛ, СБЛ 1, СБЛ 2 должны обеспечивать пути для ВЧ токов. Рис. 9. Схема транзисторного УМ, модулируемого на коллектор 13

В транзисторном каскаде, модулируемом на коллектор двухтактным модулятором (рис. 8), напряжение подается через вторичную обмотку модуляционного трансформатора. При небольших мощностях легче сконструировать трансформатор с подмагничиванием и обойтись без шунтирования его вторичной обмотки дросселем. В силу низких рабочих напряжений транзисторов возможно построение АМ генератора с коллекторной модуляцией путём последовательного включения транзисторов модулятора и генератора (без модуляционного трансформатора). +2 ЕКМОЛ СБЛ Ω +2 ЕКМОЛ UΩ СБЛ Ω UΩ СБЛw LБЛ w Выход Uω а б Рис. 10. 14

Исключение трансформатора способствует улучшению качественных показателей получаемого АМ колебания, т. к. отсутствуют составляющие частотных, фазовых и нелинейных искажений, возникающих в трансформаторе. Такие схемы показаны на рис. 10 для случаев однотактного и двухтактного ВЧ генераторов. Модулятор по существу представляет эмиттерный повторитель (ЭП), нагрузка которого определяется сопротивлением модулируемого генератора RГ. Широкополосность ЭП позволяет использовать их и в качестве модуляторов ТВ передатчиков сигналов изображения. При использовании схемы последовательного включения транзисторов генератора и модулятора напряжение источника питания EП должно быть в двое выше, чем в схемах с трансформаторной связью между генератором и модулятором. Цепи смещения модулируемых генераторов в схемах (рис. 10) обеспечивают также базовое автосмещение, способствующее улучшению линейности СМХ. В схеме рис. 10, а блокировочная индуктивность LБЛ представляет большое сопротивление для токов высокой частоты и малое сопротивление для токов модулирующей (низкой) частоты. Ёмкость СБЛ, напротив, представляет малое сопротивление для токов высокой частоты и большое сопротивление для токов модулирующей частоты. Конденсатор ёмкостью СБЛ Ω защищает источник питания напряжением 2 ЕКМОЛ от токов как высокой, так и низкой частот. 15

Прохождение боковых частот при КМ Рис. 11. Эквивалентная схема УМ в ПР ведет себя как генератор U при изменении нагрузки UH= КРEП. IК 1 зависит от ЕП и ZН, а амплитуда напряжения источника не зависит от ZН. При этом в одноконтурных ЦС ток в антенне имеет тот же коэффициент модуляции, что и UH т. е. ЦС как бы не вносит искажений. Но IК 1 и синфазный с ним ток I =m. IК 0 МОЛ зависит от частотных свойств ЦС. Для высших частот модуляции MAX нагрузка модулятора становится комплексной Z ( ) вместо R и уменьшается по модулю. В результате частотная характеристика тракта от модулятора до антенны получается такой же искаженной, как при модуляции смещением. Для двухконтурных ЦС частотные характеристики могут иметь подъем на высших звуковых частотах. В чистом виде анодная и коллекторная модуляция практически не применяются при требовании высоких качественных показателей. С целью спрямления СМХ приходится вводить дополнительную модуляцию за счёт сеточного автосмещения в ламповом генераторе или базового автосмещения в транзисторном. 16

КОМБИНИРОВАННАЯ МОДУЛЯЦИЯ (КБМ) Недостаток КМ состоит в том, что АЭ работает в ПР, который характеризуется низким коэффициентом КР. Кроме того, за период модулирующей частоты меняется входная проводимость АЭ, что приводит к паразитной ФМ и АМ UВЫХ предусилителя и UВОЗБ выходного каскада, а следовательно и радиосигнала на выходе РПУ. Для уменьшения этого явления выбирают слабую связь между каскадами, что приводит к еще большему падению КР. Лучшие соотношения получаются, если осуществить КМ синфазно и в выходном, и в одном - двух промежуточных каскадах. КБМ обычная КМ Рис. 12. Структурная схема передатчика с КБМ на выходной и предвыходные каскады В маломощном каскаде обычная КМ, а в последующих усиливаются модулированные колебания при одновременной КМ. При КБМ одновременно меняются UВХ и ЕП, а ЕС и RН постоянны. Рассмотрим режим усиления модулированных колебаний. 17

Iк Iк НР 4’ SUВХ 4 3 SUВХ 3 4’ Sкр. Eп 1 1 ПР НР 4’’ 4, 3 Sкр. Eп 2 2 SUВХ 1 4 ПР Sкр. Eп 4 2’ 2 1 1’ ЕП UВХ Uвх3 кр При комбинированной модуляции UВХ= UВХМОЛ(1+mcos t) EП= EПМОЛ(1+mcos t) Для КР Sкр. Uвыхкр= S(Uвхкр- E’) ЕП 1 Sкр. Uн 1 Uвыхкр Eпкр= Uнкр+ S(Uвхкр+Eс- E’)/ Sкр=Uнкр+ Uвыхкр ЕП 2 ЕП 3 ЕП 4 Sкр. Uн 2 Sкр. Uн 3 Sкр. Uн 4 Uнкр= Iк 1 Rн=SUвхкрg 1( ) Rн Eпкр= (Eс- E’) S / Sкр + Uвхкр(1+ Sкр g 1( ) Rн) S / Sкр Т. е. в КР справедливо соотношение Eпкр Uвхкр 18

Линейная СМХ IК 1(UВХ) при ЕС, ЕП, RН=const и =90 (сплошная линия до точки 3) соответствует НР. IК 1=0, 5 SUBX IК 1=Sкр. Uп НР КР ПР Рис. . Статические модуляционные характеристики (а) и импульсы коллекторного тока (б) в режиме усиления модулированных колебаний (___) и при комбинированной модуляции (_ _ _) Не меняя высоты и формы импульсов в точках 1 и 2 можно довести режим до критического, если понизить ЕП до ЕП 1 и ЕП 2 соответственно. В точке 4 на рис. а режим ПР, в импульсе коллекторного тока провал (рис. б). Режим станет критическим, если увеличить напряжение ЕП до ЕП 4. Таким образом, при одновременном увеличении ЕП и UВХ можно в каждой точке поддерживать режим КР, при этом IК 1(UВХ, ЕП) (штриховая линия на рис. а) пойдет линейно. 19

ПР Усил. модул. колеб. КМ КБМ Входная проводимость АЭ при КБМ меняется мало, за счет этого снижается паразитная АМ и ФМ предыдущего каскада, что позволяет увеличить связь между каскадами, выбрав ее близкой к оптимальной. В лампах, тетродах или пентодах, при минимальном напряжении на аноде перегружается экранная сетка, поэтому целесообразно напряжения на экранной сетке и аноде менять синхронно. Энергетические показатели КБМ такие же, как у КМ. Сравнение идеализированных СМХ для КПД Э и КР при усилении модулированных колебаний, коллекторной и комбинированной модуляции показывает преимущества последней. 20

Возможная схема модулятора для одновременной модуляции на анод выходного и предвыходного каскадов передатчика представлена на рис. С 2 UΩ С /Ω С СΩ +ЕАН выходного каскада К выходному каскаду К предвыходному каскаду LДР Ω L /ДР Ω С БЛ Ω +ЕАН предвыходног о каскада Во всех случаях комбинированной модуляции главенствующая роль принадлежит анодной или коллекторной модуляции. Остальные виды модуляции носят вспомогательный характер и способствуют линейности модуляции, облегчению теплового режима АЭ модулируемого генератора, выравниванию нагрузки на источник возбуждения, что также способствует повышению качества модуляции. 21

Lω ω Сω Lω СC RC Сω Сω СΩ +EС 2 Н Ω СΩ +EAН Примеры схем комбинированной амплитудной модуляции Несмотря на более сложную схемотехнику по сравнению с другими способами осуществления АМ, тройная модуляция признана единственным приемлемым вариантом для современных радиопередатчиков звукового вещания в диапазонах длинных, средних и коротких волн, благодаря тому, что она обеспечивает высокие качественные показатели и неизменный КПД, независимо от уровня модуляции. Наблюдается интенсивное внедрение комбинированной коллекторной модуляции в телевизионные передатчики сигналов изображения. 22

Амплитудное телеграфирование (АТ), или амплитудная манипуляция, является частным случаем АМ модуляции и осуществляется путём дискретного управления амплитудой ВЧ колебания (чередованием посылок на пиковом уровне мощности и пауз между ними). АТ - старейший способ передачи смысловых сообщений. В последние годы на смену АТ в системах профсвязи пришли более помехозащищённые системы с частотным (ЧТ) и фазовым (ФТ) телеграфированием. Но и сегодня АТ часто используется при ручном радиообмене в системах аварийной (при передаче сигналов бедствия), морской и радиолюбительской связи, а также в радионавигационных системах. При АТ формируется один из двух видов (телеграфных) посылок: незатухающие (рис. а) и тонально манипулированные (рис. б). u, i τ τ 3τ 0 u, i t а 0 t б Скорость передачи телеграфных сигналов характеризуют числом Бод В - числом посылок в секунду. Частота следования чередующихся посылок и пауз одинаковой длительности t (серия точек) F = 1/Т = 1/2 t [Гц], а число Бод В = 1/t. Частота следования посылок и скорость передачи связаны соотношением F=0. 5 B. 23

Диапазон скоростей передачи сигналов при АТ : от 20 Бод при ручной работе с ключом Морзе до 300 Бод при использовании трансмиттера. Высокие скорости до 1000 Бод и выше используются при передаче фотоизображений. Незатухающие посылки ВЧ колебаний есть частный случай 100% АМ модуляции с прямоугольной огибающей. Работа импульсами позволяет использовать АЭ по максимуму колебательной мощности во время передачи посылки - в общем случае равной номинальной колебательной мощности прибора. Спектр импульсной последовательности помимо постоянной составляющей, содержит нечётные составляющие, кратные частоте следования посылок. Коэффициенты разложения в ряд Фурье a 0=0. 5, an=sin(0. 5 n )/n , где n = 1, 3, 5, 7, … Спектральные составляющие по амплитуде убывают медленно (при n = 31 a 31=0. 01). Спектр РЧ колебания с АТ содержит несущее колебание с частотой f и боковые колебания с частотами (f ± n. F), где n = 1, 3, 5, 7, … с коэффициентами модуляции, прямо пропорциональными an. Для n = 31 занимаемая полоса частот РЧ колебания при скорости 20 В составит 2 Df=62 F=31 В=620 Гц. При скорости 100 В – 3, 1 к. Гц. Практически спектр уже из-за нестрогой прямоугольности импульсных посылок. Узкая полоса частот, занимаемая сигналом при АТ, дает возможность сужать полосу пропускания входной цепи приёмника, и, следовательно, увеличить отношение сигнал-шум, что позволяет увеличить дальность и надёжность связи. Именно это обусловливает применение АТ для некоторых видов спецсвязи, в том числе и для передачи сигналов бедствия на морских и океанских судах. 24

При АТ достаточно управлять открыванием и закрыванием АЭ в одном из каскадов ВЧ тракта передатчика. Рационально осуществлять манипуляцию на низком уровне мощности. Существует множество модификаций схем амплитудной манипуляции, основанных на подаче запирающего напряжения на управляющий электрод АЭ. При АТ важно, чтобы при запирании АЭ не было просачивания (прохождения) сигнала со входа на выход. Часто применяют одновременную манипуляцию двух последовательных каскадов, что позволяет обеспечить более надёжное запирание, исключающее прохождение сигнала в периоды пауз на выход. Для приёма на слух незатухающих колебаний при АТ используются приёмники с дополнительным (вторым) гетеродином. Промежуточная частота после первого гетеродина и частота второго гетеродина определяют частоту биений (600 -1200 Гц), хорошо воспринимаемую на слух. Приём на слух является самым чувствительным методом приёма телеграфных сигналов. Тонально манипулированные посылки получаются путём дополнительной АМ модуляции ВЧ колебания с коэффициентом модуляции не более 20… 30% однотональным сигналом с частотой FТ = 400… 1000 Гц, что делает возможным приём на слух любым приёмником АМ колебаний. Однако это приводит к расширению спектра высокочастотного сигнала и к снижению энергетических характеристик передатчика. 25

На рис. а, б приведены некоторые из возможных схем осуществления амплитудной манипуляции в радиопередатчиках. В схеме б на транзисторе VT 1 выполнен ВЧ генератор, в котором должна осуществляться амплитудная манипуляция. На транзисторе VT 2 выполнен электронный ключ, управляющий смещением транзистора ВЧ генератора. При подаче на вход транзистора VT 2 импульса отрицательной полярности транзистор из закрытого состояния переходит в режим насыщения и шунтирует резистор R 2. В результате транзистор VT 1 ВЧ генератора переходит в нормальный режим работы со смещением равным нулю и углом отсечки 900. При отсутствии на входе транзистора VT 2 отрицательного импульса транзистор надёжно закрыт напряжением источника +ЕБ, а транзистор VT 1 закрыт напряжением, снимаемым с –ЕИ резистора R 2 делителя напряжения источника -ЕИ. Для нейтрализации прямого прохождения ВЧ сигнала со +ЕБ входа на выход и наоборот между коллектором и базой транзистора VT 1 может быть включена индуктивность нейтрализации LН. V +ЕА VТ – ЕС +ЕБ а LН VT 1 R 1 +ЕК R 2 VT 2 б 26

ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ (ОМ). Спектр АМ колебания, модулированного по амплитуде одним тоном с частотой , состоит из трёх гармонических составляющих: например, для анодного тока имеет вид: При ОМ подавляется одна из боковых полос и ослабляется несущая. В общем виде сигнал с ОМ можно представить в виде где kн – коэффициент ослабления несущей; kн. U 0= Uн – амплитуда несущей; 0, 5 m(t)U 0 – амплитуда боковой полосы; ср – средняя частота спектра модулирующего сигнала; (t) – мгновенная фаза модулирующего сигнала, знак «+» относится к ВБП, знак «-» - к НБП. В отличие от АМ, ЧМ или ФМ, в которых при модуляции изменяется только один параметр – амплитуда или фаза, при ОМ меняются оба параметра – и амплитуда, и фаза. Поэтому ОМ модуляцию называют еще амплитудно-фазовой. Напряжение при ОМ можно представить как произведение огибающей и ВЧ колебания с фазовой модуляцией: 27

Используют следующие типы излучений с ОМ: Н 3 Е - несущая подавлена на 6 дб (k. Н=0, 5), при m=1 Uб=Uн R 3 E - несущая подавлена на 12 дб (k. Н=0, 25), при m=1 Uб=2 Uн J 3 E - несущая подавлена на >40 дб (k. Н<0, 01) АМ k. Н=0. 5 k. Н=0. 25 k. Н<0. 01 Эпюры колебаний для излучений А 3 E, H 3 E, R 3 E, J 3 E при m= 1; 0. 5; 0. 25. Спектры НЧ и ВЧ сигналов с амплитудной и однополосной модуляциями. ОМ - транспонирование (перенос) спектра модулирующего сигнала в область ВЧ без инверсии (б) или с 28 инверсией (г) спектра.

Радиосвязь на одной полосе частот (ОБП) более эффективна, чем 2 -полосная связь при АМ. При ОБП несущая и одна из боковых полос подавляются. Ток в антенне меняется по гармоническому закону: i. A=IAбокcos(w 0+ )t, Амплитуда ВЧ тока IAбок зависит от коэффициента т и не меняется за период модуляции. Это позволяет довести ток IAбок до максимального значения тока в антенне (IAмол(1+m)) при AM: IAбок. MAX=m IAmax= m IAмол(1+m) т. е. до 2 IAмол при той же максимальной мощности АЭ выходного каскада. АМ ОБП Полезный сигнал на выходе линейного детектора приемника при АМ: UДЕТ[АМ]=km. IAМОЛ Напряжение на выходе детектора приемника при ОБП: UДЕТ[ОБП]=km. IAmax=km. IAМОЛ (1+m) Выигрыш по напряжению: В= UДЕТ[ОБП] / UДЕТ[АМ]=(1+m) А по мощности в (1+m)2 раз. Например, для m=1 выигрыш по напряжению – 2, а по мощности – 4. Рис. Векторная диаграмма процессов при АМ (а) и при ОБП (б) 29

Кроме этого, полоса частот при ОБП уменьшается вдвое. При равномерном спектре это приводит к увеличению отношению С/Ш в 2 раз по напряжению, и в 2 раза по мощности на входе приемника. Таким образом, общий выигрыш по мощности при ОБП по сравнению с АМ достигает 8 раз благодаря лучшему использованию АЭ по мощности в РПУ и уменьшению полосы пропускания приемника. На КВ из-за особенностей распространения радиоволн возможен выигрыш еще до 2 раз, т. к. там присутствует фазовый сдвиг между боковыми полосами. Таким образом, общий выигрыш по мощности при переходе от AM к ОБП составляет 8. . . 16 раз (9 -12 дб), (при условии подавления амплитуд токов несущей и второй боковой частоты на 40 д. Б и больше по сравнению с выделяемой. ) Энергетические характеристики. Ток 1 -й гармоники в коллекторной цепи выходного каскада i. К 1= IК 1 БОКcos{w 0+ }t, Постоянная составляющая коллекторного тока связана с током 1 -ой гармоники IК 0 МАХ=IК 1 МАХ /g 1(q), через коэффициент формы тока, откуда IК 0=m. IК 0 МАХ. Мощность, развиваемая в цепи коллектора и потребляемая от источника P 1= m 2 P 1 МАХ , P 0= m P 0 МАХ УМ ОБП – это устройство с переменным потреблением мощности, которая пропорциональна m. 30 В режиме молчания она минимальна.

КПД коллекторной цепи пропорционален m РПУ с ОБП дают выигрыш по мощности и экономичнее, чем РПУ с АМ, занимают меньшую полосу частот. Для восстановления информационного сигнала на приемной стороне необходимо восстановить несущую частоту синхронно с несущей при передаче. Расхождение частот д. б. не более 10 Гц для телефонии и не более 1 Гц для радиовещания. Первые два типа излучений (H 3 E и R 3 E) позволяют использовать остаток несущей в качестве опорного сигнала для автоподстройки частоты несущей (гетеродина). Для излучения J 3 E необходимо применять высокостабильные автогенераторы в радиопередатчике и приёмнике с нестабильностью (для несущей частоты 20 МГц) не хуже ± 10 -7… 0, 5· 10 -7 при радиовещании, и не хуже ± 0, 5· 10 -6 при телефонии. Необходимо иметь в виду, что уходы частот автогенераторов в передатчике и приёмнике могут оказаться противоположными по знаку, что делает требования к стабильности частот ещё более жёсткими. Недостатки: необходима высокая стабильность несущей частоты в РПУ и приемнике (гетеродине), жесткие требования к СМХ. Значительно усложняются схемы передатчика и приемника. 31

Структурные схемы возбудителей и передатчиков с ОМ РПУ с ОБП строят по многокаскадной схеме. Колебания с ОБП формируют в маломощном возбудителе, а затем усиливают до заданного уровня мощности в каскадах, работающих с =90 для уменьшения нелинейных искажений. Очевидный способ подавить несущую и боковую полосу фильтром, неприменим из-за трудности получить необходимую АЧХ даже с помощью кварцевых или электромеханических фильтров в диапазоне частот выше 0. 1 1. 0 МГц. Реально применяют метод повторной балансной модуляции (ПБМ). Балансные модуляторы (БМ) позволяют получить АМ с подавленной несущей. В качестве БМ можно использовать два обычных модулируемых каскада, работающих на общую RН рис. а, б. Если в нагрузке токи АЭ вычитаются, то каскады необходимо модулировать НЧ напряжением в противофазе, а ВЧ подавать синфазно (Uw>>U ). + АМГ 1 i 1 Ω АМГ 1 i 1 - i 2 Выход i 1 ω Ω ω - АМГ 2 i 1+ i 2 Выход i 2 а АМГ 2 б Рис. i 2 i 1=IH(1+mcos t) coswt, i 2=IH(1 -mcos t) coswt, iрез=i 1 - i 2=2 m. IH cos t coswt= =m. IH[cos (w+ )t+cos (w- )t]. iрез=i 1+ i 2=2 m. IH cos t coswt= =m. IH[cos (w+ )t+cos (w- )t] 32

Д L ω Ω С 1 С 2 Выход ω Uw>>UW i. Д МАКС i. Д Н i. Д МИН 0 qvar i. Дvar u. LC 2 var ωt е. Д Широкое применение нашли балансные модуляторы на диодах. Принцип осуществления амплитудной модуляции с использованием диода отражен на рис. . К диоду Д прикладываются напряжение модулирующего сигнала с частотой Ω и напряжение модулируемого сигнала с частотой ω. Модулирующий сигнал изменяет напряжение смещения на диоде. При отсутствии модулирующего сигнала через диод Д протекает ток iдн в виде импульсов косинусоидальной формы с частотой ω. Колебательная система LC 2 выделяет из них ток первой гармоники с амплитудой, соответствующей режиму молчания. При появлении модулирующего сигнала с частотой Ω изменяются амплитуда и угол отсечки тока диода. Амплитуда импульсов тока диода изменяется в пределах i. Д МАКС, i. Д МИН, в соответствии с ней изменяется напряжение на выходном контуре LC 2. Основные недостатки: малые Кр, m, высокий уровень комбинационных частот mω±nΩ. 33

Д 1 R Д 3 R Ω С 1 С 2 Выход Ω R Выход Д 4 Д 2 в б ω Рис. Д 2 R ω Основным недостатком их является большое число комбинационных частот. Часто применяют БМ на 4 -х диодах, включенных по «кольцевой схеме» рис. в. (двухтактно-параллельная схема БМ), которые обеспечивают подавление несущей частоты на 35 -45 дб и лучшее подавление комбинационных частот. Последовательно с диодами включают резисторы для выравнивания их RПР- чем точнее симметрия схемы, тем лучше подавление несущей частоты. Рис. Для выделения нужной боковой полосы необходим полосовой фильтр с крутизной ската (скатов) АЧХ не менее SФ=40 дб/200 Гц=0, 2 дб/Гц что на ВЧ практически недостижимо при помощи LC –фильтров. 34

В современных передатчиках в качестве фильтров на выходе БМ 1 применяют кварцевые и электромеханические (магнитострикционные) фильтры, обладающие довольно большой крутизной ската АЧХ, что способствует высокому подавлению нерабочей боковой полосы. Кварцевые и электромеханические фильтры позволяют достичь подавления ненужной боковой полосы порядка (50… 60) д. Б. При этом первая поднесущая частота может быть выбрана до 200 – 500 к. Гц при использовании электромеханических фильтров и в интервале 100… 500 к. Гц при использовании кварцевых фильтров. Коэффициент прямоугольности 35

Схема лестничного кварцевого фильтра 4 -го порядка Известны разработки кварцевых фильтров для частот 5… 10 МГц и опытные разработки до 10… 15 МГц. Однако до сих пор широко распространены кварцевые фильтры для частот 100… 150 к. Гц, так как именно для этих частот возможно изготовление дешёвых кварцевых резонаторов с малым ТКЧ. Поэтому для получения сигнала с ОБП широко применяют метод повторной балансной модуляции (ПБМ). В основу ПБМ положен принцип постепенного увеличения разности между верхней и нижней боковыми полосами частот, что при исключении несущей при помощи БМ упрощает задачу фильтрации. 36

На БМ 1 подают модулирующий сигнал F и пониженную несущую f – поднесущую f 1. На выходе выделяются две боковые частоты f 1+F и f 1 -F, а несущая f 1 подавляется. Ф 1 выделяет верхнюю боковую полосу. Для улучшения фильтрации выбирают f 1/F 10. На БМ 2 подают более высокую поднесущую f 2>>f 1, а в качестве модулирующего – сигнал с выхода Ф 1. В спектре на выходе БМ 2 боковые полосы разнесены на частоту 2 f 1. Отношение f 2/f 1 выбирают так, чтобы можно было использовать обычные фильтры. На БМ 3 подают сигнал f 3 с диапазоном возбудителя и верхнюю боковую f 1+f 2+F с выхода Ф 2. Неиспользуемую боковую полосу фильтруют Ф 3. Для уменьшения нестабильности f все поднесущие f 1, f 2, … получают от кварцевого генератора f 1. Структурная схема ПБМ 37

На рис. ниже приведены частотный план и структурная схема тракта переноса частоты КВ передатчика с использованием неперестраиваемых частотных фильтров. Применение высокой поднесущей частоты f 3 позволяет на выходе балансного модулятора БМ 3 применить ФНЧ с частотой среза немного более 30 МГц, и, тем самым подавить входные частоты БМ 3 и их гармоники ПФ ПФ 500 к. Гц 5500 к. Гц 84 МГц ФНЧ 91… 120 МГц от СЧ Частотный план и структурная схема тракта переноса частоты КВ передатчика 38

Недостаток метода ПБМ – сложность аппаратуры, а многократное преобразование частот приводит к появлению комбинационных частот, особенно вредных в многоканальных системах связи. Фазокомпенсационный метод формирования сигналов ОБП БМ БМ БМ Структурная схема формирования сигналов ОБП фазокомпенсационным методом 39

В возбудителе образуется N 3 (обычно N=3 или 4 ) параллельных каналов, содержащих каскады с АМ, работающие на общую нагрузку. Если фазы напряжения возбуждения этих каскадов сдвинуты фазовращателем на угол 2 /N, то в RН[ОБЩ] токи несущей взаимно компенсируются и на выходе ∑iw = 0. Если на этот же угол сдвинуты модулирующие напряжения (во всем диапазоне частот модуляции), то в нагрузке сигналы одной боковой компенсируются, а другой – суммируются. НБП 1 ВБП 1 1 3 2 ВБП 2 НБП 3 НБП 2 ∑i=i. К 1+i. К 2+i. К 3=1. 5 m IК 1 молcos{w - }t, ВБП 3 ВБП 2 ВБП 1 НБП 2 НБП 3 т. е. сумма токов трех нижних боковых частот. Примечание: аргументы у cos отличаются на 120 и их сумма равна нулю. Для подавления несущего колебания и одной боковой полосы требуется полная амплитудная симметрия АМ генераторов и обеспечение требуемого сдвига фаз на несущей частоте w и во всей полосе модулирующих частот . 40

Основная трудность построения систем многофазной модуляции состоит в создании низкочастотных напряжений, так как в этом случае требуется обеспечить фиксированный фазовый сдвиг 120 о в некоторой полосе частот DF=FВ – FН модулирующего напряжения. Задача успешно решается широкополосными фазовращателями, обеспечивающими в требуемой полосе частот необходимый фазовый сдвиг с точностью ± 10. Обеспечить необходимый фазовый сдвиг на фиксированной несущей частоте w проще. Достоинство многофазной модуляции – возможность формирования ОБП непосредственно на рабочей частоте w, что снижает число нелинейных преобразований, и соответственно, уровень побочных частот и нелинейных искажений. Недостатком является трудность обеспечения подавления несущей и ненужной боковой полосы более, чем на 40 д. Б. 41

Фазофильтровый способ формирования однополосного сигнала. Структурная схема фазофильтрового способа формирования сигнала ОБП представлена на рис. На балансные модуляторы БМ 1 и БМ 2 модулирующая частота поступают сигналы модулирующей Ω=2 F F U 1 / частоты F и два напряжения БМ 1 ФНБП 1 БМ 1/ поднесущей частоты F 0: U 0 cosΩ 0 t и U 1// U 0 cos(Ω 0 t + 900), сдвинутые по фазе на 0) 0 0 U 0 cos(Ω 0 t + 90 +90 900. На выходах модуляторов БМ 1 и UΣ БМ 2, которые считаем абсолютно U 2 / // БМ 2 ФНБП 2 БМ 2/ U 2 идентичными, получаем напряжения F 0 U 0 cosΩ 0 t Ω 0=2 F 0 f ω=2 f поднесущая частота Эти напряжения поступают на фильтры нижних боковых полос ФНБП 1 и ФНБП 2 соответственно, на выходах которых создаются напряжения где k 1, k 2 – коэффициенты передачи по напряжению фильтров; j 1, j 2– фазовые сдвиги создаваемые соответствующими фильтрами на разностной частоте (на частотах НБП). 42

При j 1=j 2 напряжения на выходах фильтров оказываются сдвинутыми ровно на 900. На балансные модуляторы БМ 1/ и БМ 2/ непосредственно, и через фазовращатель на 900 подается напряжение с частотой f. При положительном фазовом сдвиге +900 на частоте f на выходе схемы будет выделен суммарный сигнал НБП (относительно несущей f – F 0). При этом на приёмной стороне потребуется восстановить несущую частоту w - 0 (f – F 0). Если на частоте f обеспечить фазовый сдвиг – 900, то выделится сигнал ВБП (относительно несущей f + F 0). Соответственно на приёмной стороне потребуется восстановить несущую частоту (f + F 0). 43

Таким образом, при фазофильтровом способе формирования однополосного сигнала два низкочастотных напряжения с неизменным фазовым сдвигом в 900 получаются с помощью фазовращателя на фиксированной поднесущей частоте Ω 0, что не связано с особыми трудностями. Однако при данном способе формирования однополосного сигнала предъявляются жёсткие требования к амплитудным и особенно к фазовым частотным характеристикам фильтров боковых полос. 44

Многоканальная передача с использованием сигнала ОБП Преимущества ОМ широко применяется в многоканальной радиосвязи. При равномерном распределении максимальной величины колебательного напряжения UММАКС между сообщениями на одно сообщение (один канал) приходится напряжение UММАКС / N. Соответственно колебательная мощность, приходящаяся на один канал, P 1~КАН = P~МАКС / N 2, где P~МАКС – максимальная колебательная мощность передатчика. При одновременной передаче всех сообщений суммарная мощность в нагрузке передатчика в N раз меньше максимальной возможной мощности передатчика. Большой эквивалентный выигрыш в мощности при ОМ компенсирует проигрыш в использовании мощности передатчика при многоканальной работе. Передача нескольких сообщений по одному передатчику более целесообразна, нежели для каждого канала использовать свой передатчик, т. к. иначе потребовалось бы занять более широкую полосу частот в эфире с учётом взаимной нестабильности рабочих частот передатчиков. На рис. представлена структурная схема формирования однополосного сигнала для передачи четырёх сообщений: F 1, F 2, F 3, F 4. 45

F 1 F 2 F 01–F 1 F 01+F 1 БМ 1 F 01–F 1 F 01 ФНБП F 01–F 2 F 01+F 2 F 01+F ФВБП БМ 2 F 01–F 3 F 01+F 3 F 4 БМ 3 F 01–F 3 F 01 ФНБП F 01–F 4 F 01+F 4 БМ 4 F 02 – F 01–F 4 2 2 F 01+F 4 ФВБП F 02 – F 01+F 3 F 02+ F 01–F 3 F 02+ F 01+F 4 Рис. БМ 5 F 02 – F 01–F 2 F 02 – F 01+F 1 F 02+ F 01–F 1 F 02 – F 01–F 4 ФВБП F 02+ F 01+F 2 F 02 – F 01+F 3 БМ 6 F 02+ F 01–F 1 F 02+ F 01+F 2 ФНБП Выход 46

При многоканальной работе значительно повышается требование к линейности усиления. Нелинейность усиления приводит к перекрёстным искажениям. Для обеспечения линейного усиления в маломощных каскадах однополосных передатчиков используют режим класса А, а в мощных – класса В. Кроме того, при необходимости весь усилительный тракт передатчика охватывают специальными видами отрицательной обратной связи (ООС). При настройке однополосные передатчики испытывают на перекрёстные искажения путём одновременной модуляции двумя сигналами разных звуковых частот с равными амплитудами А 1 : uвх(t)=0. 5 U 0 cos 1 t+ 0. 5 U 0 cos 2 t=U 0 cos[( 2 - 1)/2 t] cos[( 2+ 1)/2 t] =U 0 cos. Dt·cos 0 t. где D=( 2 - 1)/2; 0=( 2+ 1)/2; D< max/(5 -7). Рис. Спектр двухтонового сигнала с искажениями При этом амплитуды колебаний комбинационных частот модуляции 3 -го и 5 -го порядков А 3, А 5 (2 2 - 1; 2 1 - 2; 3 22 1; 3 1 -2 2) в выходном сигнале не должны превышать (1 – 3)% от амплитуд колебаний А 1 полезных частот. КНИ в децибелах K 3 f=20 log(A 3/A 1) должен быть не хуже -40…-30 д. Б. 47

2 3 Рис. Варианты модуляционных характеристик и искажений огибающей Характер искажений огибающей двухтонового сигнала показан на рис. При линейной АХ усилителя (кривая 1) огибающая двухтонового сигнала имеет вид коммутированной синусоиды (сплошная линия). При нелинейности АХ из-за влияния нижнего сгиба статических характеристик (кривая 2) импульсы огибающей несколько сужаются (штриховая линия). Искажения из-за влияния верхнего сгиба АХ (кривая 3) проявляются как расширение импульса огибающей и уплощение их вершин (штрих-пунктирная линия). Эти искажения огибающей двухтонового сигнала можно наблюдать на экране осциллографа, подключенного к нагрузке усилителя. При анализе спектра выходного сигнала с помощью спектроанализатора можно заметить, что при искажении огибающей на его экране кроме двух составляющих исходных сигналов (А 1, А 1) появляются дополнительные спектральные компоненты А 3, А 5. Измерение амплитуд этих компонент и определение КНИ третьего К 3 = 20 log(A 3/A 1) и пятого К 5 = 20 log(A 5/A 1) порядков лежит в основе работы всех измерительных приборов, использующих двухтоновый метод. 48

Исследование искажений в реальных УМ на разных лампах показало, что для фиксированных параметров Ea, Uc , Ec 2 , Rэ имеется оптимальное значение напряжения смещения Зависимости искажений от параметров режима Ec= Ec опт, при котором K 3 f имеет минимум. 49

В случаях, когда снизить НИ до нужного уровня оптимизацией режимов невозможно, применяют ООС двух видов: ООС по ВЧ и ООС по огибающей. Наиболее простая ООС в одном каскаде за счет падения напряжения на незашунтированном резисторе в цепи катода, эмиттера, истока (последовательная ООС). Коэффициент усиления и КНИ уменьшаются примерно в (1+RК, Э, ИS) раз. Из двух разновидностей ООС - по ВЧ и по огибающей, в многокаскадных ламповых передатчиках часто используется ООС по ВЧ, реализуемая более просто. На рис. приведена схема трех последних каскадов передатчика с ОМ, охваченных ООС. Напряжение ООС с анода оконечной лампы через емкость С 5 подается на диагональ суммирующего мостика С 1…С 4. На вторую диагональ подается напряжение возбуждения. При С 1=С 2=С 3=С 4 напряжение возбуждения, снимаемое с конденсатора С 1 будет равно UC = (UВ - UАС 5/С 1)/2. Глубина ООС в децибелах может быть получена из выражения g = 20 1 og(l + K 0 C 5/2 C 1) , где K 0= UA/UC — коэффициент усиления трех каскадов без ООС. С введением ОС глубиной g коэффициент K 3 f становится ниже примерно на g/2. 50

В транзисторных УМ, где фазовый сдвиг ВЧ колебаний даже в одном транзисторе может достигать десятков градусов, ООС по ВЧ не применяют из-за опасности самовозбуждения. Поэтому в транзисторных УМ применяют ООС по огибающей, причем в отличие от передатчиков с AM производится выделение огибающей с помощью амплитудных детекторов 1 и 2 в двух точках ВЧ тракта передатчика. Во-первых, огибающая выделяется в одном из предварительных каскадов 3, где она еще не искажена, и на выходе оконечного каскада 4 после делителя напряжения 5. Полученные сигналы огибающих сравниваются в 6, а результирующий разностный сигнал используется для управления коэффициентом усиления регулируемого усилителя 7. Реально глубина ООС более 20 д. Б не применяется из-за снижения устойчивости УМ. Структурная схема усилителя с ООС по огибающей 51

Требования к параметрам сигналов ОБП Рис. Размещение полос в передатчиках с ОМ В соответствии с рекомендациями МККР для совместимости систем радиосвязи и радиовещания различных стран предложены для использования каналы двух типов: • канал для телефонии шириной 2750 Гц, с полосой частот 250. . . 3000 Гц (рис. а), и • канал для вещания или передачи одновременно двух телефонных сигналов шириной 5900 Гц, с полосой частот 100. . . 6000 Гц (рис. б). В отечественных системах предусмотрен третий тип канала для связи с корреспондентами внутри страны. По ширине полосы пропускания 300. . . 3400 Гц этот каналогичен каналу для телефонии (рис. в). Размещение полос таких каналов в спектре высокочастотного сигнала на выходе передатчиков с ОМ показано на рис. г-е. Общее число телефонных каналов с полосой 2750 Гц, работающих через один передатчик, может достигать четырех в передатчиках большой мощности (> 20 к. Вт) рис. г. 52

Два канала с полосами 5900 Гц (рис. д) реализуют в передатчиках для подачи вещательных программ для радиоузлов или других вещательных радиостанций. Каналы обозначаются буквами А (нижний канал) и В (верхний канал). В четырехканальной системе к буквенным обозначениям добавляют цифровые индексы 1 для внутренних и 2 для внешних каналов. Интервалы между полосами каналов вблизи номинальной рабочей частоты w 0 составляют 500 Гц для систем рис. г и д и 600 Гц для системы рис. е. Интервалы между внутренними и внешними каналами в четырехканальной системе (рис. г) равны 250 Гц. В требованиях к сигналам с ОМ также оговаривается относительный уровень несущей. Структурные схемы связных и вещательных передатчиков с ОМ Требования ГОСТ регламентируют все главные характеристики передатчиков. Для KB передатчиков магистральной связи регламентированы номинальные мощности (1, 5, 20 и 100 к. Вт), диапазон рабочих частот (1, 5. . . 30 МГц), относительная нестабильность рабочей частоты (1. . . 5)10 -7, номинальный уровень входного модулирующего сигнала (0, 775 В, 0 д. Б), уровень нелинейных искажений (-35 д. Б по методу двух тонов), число и ширина полосы телефонных каналов и др. Построение структурных схем передатчиков с ОМ имеет ряд особенностей по сравнению с передатчиками с AM. В AM передатчиках модуляция производится в оконечном каскаде (анодная, анодно-экранная в ламповых и коллекторная в транзисторных каскадах). В передатчиках с ОМ модулированный сигнал формируется на рабочей частоте в возбудителе, затем усиливается до нужной мощности и подводится к антенне. 53

Формирование ОМ сигнала в каскадах передатчика с более высоким уровнем мощности затруднительно и не дает практических преимуществ. Поэтому в возбудителях передатчиков с ОМ всегда присутствует устройство, формирующее сигналы для желательного вида работы (НЗЕ, R 3 E, J 3 E и др. ). Сигнал с ОМ можно рассматривать либо как два колебания (несущее и в боковой полосе) занимающих различные частотные полосы, либо как произведение колебания изменяющейся во времени огибающей UОГ(t) и ВЧ колебания с угловой модуляцией cos[w 0 t+ (t)]. Эта особенность дает возможность реализовать три метода построения передатчиков с ОМ. Первый метод заключается в том, что в возбудителе на рабочей частоте формируется ОМ сигнал, соответствующий желательному виду излучения, который подводится к мощному линейному усилителю (ЛУ) с линейной амплитудной характеристикой в пределах 0 < UОГ(t) < UОГmax. ЛУ содержит предварительные усилители (ПУ), мощный оконечный каскад усилитель модулированных колебаний (ОК-УМК) и колебательную систему (КС) для согласования ОК с антенной и подавления гармоник. Для обеспечения линейной АХ электронные приборы мощного ЛУ которого должны работать в НР режиме, т. е с низким КПД. Благодаря простоте по этому методу построено подавляющее большинство передатчиков для радиосвязи, использующих излучение J 3 E. Поэтому этот вариант передатчика с ОМ называют классическим. 54

UНcosw 0 t UБ(t)cos[w 0 t+ СРt+ Ф(t)] Ucosw 0 t Eмол(1 + mcos t) Второй метод - метод раздельного излучения спектральных составляющих. В возбудителе (рис. б) на рабочей частоте на раздельных выходах формируются колебание с несущей частотой UНcosw 0 t и колебание в боковой полосе UБ(t)cos[w 0 t+ СРt+ Ф(t)]. Несущая с постоянной амплитудой усиливается в предварительных усилителях (ПУН), затем в оконечном усилителе и через колебательную систему подводится к антенне A 1. Колебания в боковой полосе с переменной амплитудой усиливаются ЛУ, состоящим из пред - (ПУБ) и оконечного усилителя (ОК-УМК), колебательной системы (КС) и подводятся к антенне А 2. В этом варианте передающий комплекс с ОМ должен состоять из одного возбудителя и двух передатчиков со своими антеннами. Такой комплекс рассматривается как одно из решений для радиовещания с ОМ на больших мощностях с высоким промышленным КПД, приемлемым уровнем искажений и незначительным излучением нежелательной боковой полосы. 55

Третий метод раздельного усиления составляющих сигнала с ОМ, или метод Кана заключается в том, что в возбудителе (рис. в) формируется однополосный сигнал, соответствующий нужному типу излучения, затем составляющие сигнала — огибающая UОГ(t) и ВЧ колебание с угловой модуляцией разделяются и подводятся к разным выходам. Колебание с угловой модуляцией и постоянной амплитудой Ucos[(w. Ht + (t)] усиливается в предварительных усилителях и подводятся к ВЧ входу оконечного каскада — перемножителя. Колебание огибающей усиливается в мощном усилителе постоянного тока (МУО) и подводится к второму входу перемножителя. При реализации в ОК линейной операции перемножения в выходной цепи восстанавливается усиленный ОМ сигнал и через колебательную систему подводится к антенне. В качестве мощных линейных перемножителей используются каскады с анодной, анодно-экранной или коллекторной модуляцией. При этих видах модуляции на ВЧ входе каскада модуляции имеет место сигнал Ucosw 0 t, а к другому входу—аноду или коллектору - подводится, например, Eмол(1 + mcos t), в результате на анодной нагрузке выделяется амплитудно-модулированный сигнал Uмол(1 + mcos t) cosw 0 t, пропорциональный произведению исходных сигналов. 56

Рис. Структурная схема типового передатчика с ОМ Структурная схема классического передатчика с ОМ состоит из двух частей: возбудителя и линейного усилителя. В состав возбудителя входят: устройство предварительной обработки передаваемого сигнала (ПОС), однополосный модулятор (ОМ), синтезатор частот (СЧ), тракт переноса (ТП) ОМ сигнала к рабочей частоте, выходной усилитель с автоматической регулировкой усиления. С выхода усилителя сформированный на рабочей частоте fн ОМ сигнал подается на вход ЛУ. Тракт ВЧ ЛУ содержит несколько ШПУ предусилителей, оконечный мощный усилитель, колебательную систему для подавления гармоник, попадающих в диапазон передатчика, и телевизионный фильтр, подавляющий все излучения с частотами выше 30 МГц. В составе ЛУ имеются также блок питания (БП), система охлаждения (СО) и блок управления (БУ). В современных связных передатчиках управление, контроль режимов и диагностика осуществляются с помощью процессорной системы, получающей команды и 57 передающей их в исполнительные устройства.

В качестве источника колебаний поднесущих частот f 1… f 3 использован синтезатор частот, на выходах которого формируются сигналы с нужными постоянными поднесущими частотами и на одном выходе — сигнал с частотой (f 4), которая может по желанию выбираться из сетки частот в определенном диапазоне. 58