IК I Б 2 ΔI К I Б 1 Для нахождения h 22 Э для одной из кривых семейства на линейном (наклонном) усилительном участке находим приращения ΔU КЭ и соответствующие им приращения ΔIК. U КЭ ΔU КЭ Входная (базовая ) характеристика. U КЭ >U =0 КЭ Н I Б , м. А 1 I КБО 0, 3 Это семейство характеристик I Б = f(U БЭ ) при U КЭ = const. При U КЭ = 0 оба перехода работают при прямом напряжении, т. к. на базе минус от U БЭ (транзистор p -n-p типа), а на коллекторе 0, т. е. 0 «положительнее» минуса. I Э и I К суммируются в базе. Т. е. I Б U БЭ , В больше, чем при U КЭ > U КЭН. IК EБ IЭ U КЭ 0 Входная характеристика при этом ЕК есть ВАХ двух p-n переходов, включенных параллельно (одно напряжение, а ток больше.
IК К RК Р RБ I Б _ + n I РЕК U КЭ При U КЭ > U КЭН на коллекторном переходе обратное напряжение, на эмиттерном – прямое. Е_ К ЕБ + U БЭ Р Э I Б уменьшен на коэффициент (α-1) по сравнению с ВАХ эмиттерного перехода.
I Б , м. А U КЭ >U КЭ Н 1 Входная характеристика – есть прямая ветвь ВАХ эмиттерного перехода, но ток уменьшен на (α-1). Этим показывается, что I Б – лишь часть I Э. ΔI Б По входной характеристике транзистора можно определить ещё один параметр транзистора : I КБО 0, 3 U БЭ , В r Б – входное динамическое сопротивление транзистора. r Б = h 11 Э ; ΔU БЭ r б ≈ 50 ÷ 200 Ом. Среднее значение r б ≈ 100 Ом.
ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ. Усилитель – это устройство, которое малым сигналом управляет передачей большой мощности от источника в нагрузку. Существуют усилители постоянного тока (УПТ) и усилители переменного тока (У~Т). У~Т усиливают только переменную составляющую, а УПТ - и постоянную, и переменную составляющие. Название УПТ не вполне соответствует действительности. УПТ чаще всего усиливает не ток, а напряжение. Но существуют УПТ, усиливающие именно ток. У~Т не усиливает постоянную составляющую, т. к. имеет последовательно включенный конденсатор на входе.
УПТ не должен содержать таких конденсаторов. Вследствие этого для УПТ встаёт проблема «дрейфа нуля» . «Дрейф нуля» это явление, при котором при нулевом входном сигнале наблюдается небольшие изменение выходного сигнала. Это нежелательное явление. Из-за «дрейфа нуля» УПТ сложно сделать без интегральной технологии. Последовательный конденсатор на входе устраняет дрейф нуля. Поэтому схема У~Т проще. Операционный усилитель (выполненный по интегральной технологии) без особых проблем усиливает постоянный и переменный ток, но имеет малую мощность. Чтобы увеличить выдаваемую мощность надо добавлять «навесные» выходные каскады.
ПЕРЕДАТОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА КАСКАДА С ОЭ. + EК RК IК RБ IБ Это зависимость U КЭ = f (U БЭ ). Простейшая ячейка, позволяющая выполнить усиление, называется усилительным каскадом. ( Горбачёв Г. Н. , стр. 49). RГ UВХ=UБЭ ~ e. Г EСМ UКЭ =UВЫХ
UВЫХ UКЭ=UВЫХ EК I UКЭ IК I КБО II UКЭН t 1 III t 1 UБЭ=UВХ t 2 t 3 t 4 t t 2 t 3 t t 4 Это относится к участку II.
При этом транзистор входит в режим насыщения и теряет усилительные свойства. Это участок III. Значит к коллектору приложено (EК - UКЭН ) , поэтому Передаточная характеристика показывает, что при изменении U вх в цепи маломощного источника можно изменять I К и U КЭ в цепи более мощного источника. U КЭ и I К изменяются в пределах :
При отрицательном U БЭ и на участке I при малых U БЭ через коллектор протекает отрицательный ток I КБО. Транзистор закрыт, следовательно U КЭ не изменяется и равно Е К. Так объясняется I участок. Усилитель, у которого знаки Δ U ВХ и Δ U ВЫХ противоположны, называется ИНВЕРТИРУЮЩИМ. Дадим на вход знакопеременный сигнал. В диапазоне 0 ÷ t 2 U ВХ > 0. При этом U ВЫХ представляет отрицательную полуволну. На этой полуволне имеются так называемые «полочки» . Они объясняются наличием участка I.
В диапазоне t 2 ÷ t 4 U ВХ < 0. При этом транзистор закрыт и не воспринимает входной сигнал. Значит ΔI Б не вызывает ΔI К. На протяжении половины периода информация о U ВХ утеряна. Это режим класса «В» . При этом усиливаются только положительные однополярные сигналы. Чтобы воспринималась разнополярная информация, надо входной разнополярный сигнал сделать одной полярности. Это делается с помощью Е СМ.
Режим класса А. UВЫХ UКЭ=UВЫХ EК I 3 1 UКЭ t 3 t 4 UКЭН 1 2 3 t 2 4 5 t ЕСМ 5 2 II t 1 4 t 1 t 2 III t 3 UБЭ=UВХ t 4 t Результирующий выходной сигнал не искажается. Но на выходе есть постоянная составляющая E K - ЕСМ • КU. Её надо устранить. В У~Т она устраняется путём включения последовательного конденсатора на выходе. В УПТ вводят ЕКОМ – компенсирующую противо. ЭДС.
UВЫХ UКЭ=UВЫХ EК Ключевой режим I UКЭ 1 II UКЭН III 2 3 UБЭ=UВХ t НАС. 1 t НАС. 2 t 2 1 3 t Это режим с большой амплитудой входного сигнала. Линейности усиления нет. Захватывает участки с I по III передаточной характеристики. Форма передаваемого сигнала искажается (ограничивается амплитуда). Чем больше К U , тем ближе форма U ВЫХ к прямоугольной. Этот режим применяется в импульсной технике, где не важна амплитуда, а важен взаимный угол сигналов и их длительность.
Мощность, выделяемая в транзисторе. Эта мощность зависит от используемого режима. Она разогревает транзистор. UКЭ=UВЫХ EК I UКЭ IК I КБО PК II UКЭН III UБЭ=UВХ В режиме насыщения IК = IK. MAX , а UКЭ. НАС ≈ 0. Поэтому мощность в режиме насыщения мала. На передаточной характеристике изображена зависимость Р К = f(U БЭ ). Видно, что в середине усилительного участка мощность максимальна. Для снижения РК надо использовать ключевой режим.
РЕЖИМ ПОКОЯ. + EК RК IК RБ RГ Е КОМ IБ UВХ=UБЭ UКЭ R Н UВЫХ ~ e. Г EСМ Вводится как приём для анализа электронных схем. Рассматриваем каскад с ОЭ в классе «А» . Выданы все постоянные напряжения (ЕСМ , ЕКОМ ). При е Г =0 протекают токи покоя I БП , I КП , I ЭП. К базе и коллектору приложены U БЭП > 0, U КЭП > 0. ЕКОМ вводится, чтобы было U ВЫХ. П =0. Е КОМ = U КЭП.
Температурная зависимость. Недостаток транзистора – изменение параметров от температуры. При изменении температуры на 10 градусов тепловой ток I КБО может измениться в два раза, т. к. изменяется концентрация неосновных носителей. Кроме того , коэффициент передачи тока базы β увеличивается при возрастании температуры, т. к. постепенно заполняются центры рекомбинации (дефекты кристаллической решётки) и вероятность рекомбинаций падает. При нагреве на 20 -30 градусов I К может возрасти на десятки процентов.
Для исключения вредного влияния температуры на изменение U ВЫХ в режиме покоя вводят специальные схемы температурной компенсации с ОС (обратными связями).
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ (ОС). ОС называется передача информации с выхода устройства на его вход. При сложении напряжений U ВХ и U ВЫХ ОС называется последовательной. При сложении токов I ВХ и I ВЫХ ОС называется параллельной. Если на входе складываются сигналы разных знаков. ОС является отрицательной (ООС). В операционных усилителях (ОУ) с помощью ООС расширяют линейный диапазон работы. Если на входе суммируются сигналы одинаковых знаков. ОС является положительной (ПОС).
При использовании ПОС выходной сигнал увеличивается, но его стабильность падает. ПОС применяется для увеличения быстродействия устройства. Наша задача – стабилизация точки покоя каскада с ОЭ по температуре. Для этого вводится ООС в виде включения R Э. + EК Обходим по контуру входную цепь : RК IК Е КОМ IБ ~ UВХ EСМ UКЭ UБЭ RЭ IЭ UЭ RН UВЫХ U Э - есть сигнал ОС, пропорциональный I Э ≈ I К , т. е. речь идёт об ОС по току.
На входе наблюдаем разность напряжений, т. е. последовательную ООС. Следовательно ООС поддерживает токи покоя в более стабильном состоянии. Но эта стабильность даётся дорогой ценой, т. к. уменьшается К U , поскольку U БЭ = U ВХ - U Э. Это меньше, чем U ВХ. Для уменьшения вредного влияния ООС на усиление входного сигнала ограничивают величину U ЭП ≤ 0, 1· Е К.
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ КАСКАДА с ОЭ. Рассматриваем только переменные составляющие (приращения) токов и напряжений каскада с ОЭ в классе «А» . + EК ЕКОМ , ЕК , Е СМ нарисованы пунктиром, т. к. их не рассматриваем. R ВНУТ R К ΔI К R ВНУТ =0 для переменной составляющей, т. к. : Е КОМ I ВХ =Δ I Б Поэтому RК верхним концом присоединено к «земле» . RЭ ~ UВХ Т. о. внутренние сопротивления источников постоянных эдс ЕКОМ , ЕК , Е СМ равны 0 для переменных токов. Основных параметров три : RВХ , КUXX , RВЫХ. EСМ ΔI Э R Н UВЫХ
Рассмотрим RВХ : Здесь r б - входное динамическое сопротивление транзистора. Определяется из входной характеристики. Подставляем (9) в (8) : Подставляем (10) в (7) :
Здесь r б ≈ 50 ÷ 200 Ом. R ВХ ≈ 1000 Ом для каскадов с ОЭ малой мощности. Это относительно мал. О. Для идеального усилителя R ВХ = ∞. Далее найдём К U. XX . Подразумевается, что R НАГ = ∞.
Здесь U ВЫХ = ΔI К · RК , т. к. R К верхним концом присоединено к «земле» . В вышеприведенной формуле β ≈100, (β+1)≈ 100, r б ≈ 100 Ом , R Э ≈ 100 Ом, поэтому формулу можно упростить до вида : Последняя формула не вполне точная. На самом деле, при R Э = 0 К U = ∞. Но этого не происходит, т. к. оказывает влияние собственное сопротивление эмиттера.
К U. XX достигает величины 100 в маломощных каскадах и снижается при увеличении R Э для увеличения стабильности точки покоя. В нагрузочных режимах K U < K U. XX в несколько раз. В лабораторной работе R К = 9 к 1, R Э = 1 к , значит K U. XX =9, а K U = 2. Это объясняется дополнительным падением напряжения от тока нагрузки на R K. Далее найдём R ВЫХ определяется по теореме об эквивалентном генераторе. R ВЫХ - это сопротивление между выходными зажимами при отключении всех источников сигнала (источники эдс закорачивают, источники тока разрывают).
Значит транзистор закрыт, цепь коллектора разомкнута. Следовательно : В маломощных каскадах R ВЫХ = R К ≈ 1000 Ом, что относительно велик. О. Для идеального усилителя R ВЫХ = 0.
СПОСОБЫ ПОСТРОЕНИЯ СХЕМ УПТ. Для построения усилительных каскадов, работающих в классе «А» необходимо подавать Е СМ и Е КОМ. Ранее мы рассмотрели это на примере схемы : + EК R ВНУТ R К ΔI К Но для этой схемы нужны три независимых гальванических элемента. Это сильно усложняет источник питания. Е КОМ I ВХ =Δ I Б EСМ ~ UВХ ΔI Э R Н RЭ UВЫХ Е СМ и Е КОМ можно сформировать резистивными делителями напряжения при одном напряжении питания Е К.
R 1 и R 2 создают U СМ + EК R 3 RК R 1 RН RГ e. Г UВЫХ ~ R 2 EСМ UВХ U КОМ RЭ R 4 R 3 и R 4 создают U КОМ Недостаток : отсутствие общей точки у U ВХ и U ВЫХ. Это может затруднить использование такого усилителя.
+E RК R 1 UВХ RГ ~ e. Г U КОМ RЭ EСМ -E Этот недостаток может быть преодолён при использовании двухполярного источника питания. Для получения Е СМ использован (-) Е , к R НАГ UВЫХ которому подключена эмиттерная цепь. R 2 В этой схеме часть U ВЫХ теряется на R 1. Общий недостаток последних двух схем – протекание I БП (тока базы покоя) через источник U ВХ. Т. о. в УПТ связь усилителя с U ВХ и нагрузкой представляет определенные трудности и решение носит компромиссный характер.
Схема усилителя переменного тока. +E К RК С 2 R С 1 1 RГ ~ UВХ e. Г R 2 R НАГ EСМ RЭ СЭ UВЫХ Здесь конденсаторы С 1 и С 2 предназначены для отсечения (исключения) постоянных составляющих U ВХ и U ВЫХ. Если на какой-то частоте ООС нежелательна, то С Э должен шунтировать этот диапазон частот.
КАСКАД С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ (ОК). R ВНУТ + EК IК Для рассмотренных ранее каскадов с ОЭ K U. MAX при : IБ т. к. при этом нет потерь Е напряжения на R ВЫХ. I Э КОМ RГ UБЭ Также при больших R ВХ U UВЫХ I Б мал. Значит U ВХ не ~ e. Г ВХ просаживается на R Г. RЭ UЭ R Н EСМ Однако в каскаде с ОЭ R ВХ относительно мал. О, а R ВЫХ относительно велик. О. Поэтому каскады с ОЭ потребляют от источника е Г заметную мощность и не могут работать на мощную (а значит низкоомную ) нагрузку из-за потерь сигнала на R ВЫХ. В каскаде с ОК достигаются высокие R ВХ и низкие R ВЫХ.
Но страдает другой параметр : К U < 1. ( KU ≈ 0. 9÷ 0. 99 ). Т. о. каскад с ОК не усиливает сигнал по напряжению. Он используется как вспомогательный (согласующий) каскад для связи каскада с ОЭ с маломощным источником сигнала (где R Г велик. О) и с мощной нагрузкой (где R НАГ мал. О. Откуда появилось название «с общим R Н коллектором» ? ОК ОК ОЭ RГ U ВХ присоединено между базой и (общим проводом). А нагрузка присоединена между эмиттером и. Общий провод ( ) через Е К присоединён к коллектору. ~ e. Г Но R ВНУТ у источника Е К примерно равно нулю для переменных составляющих токов. Т. о. коллектор – общий для источника входного сигнала и нагрузки.
Другое (более близкое к смыслу) название схемы – эмиттерный повторитель. Δ U БЭ – напряжение, управляющее транзистором. Δ U ВЫХ = ΔU ВХ – ΔU БЭ ; ΔU БЭ ≈ (0, 5 ÷ 0, 7) В Значит Δ U ВЫХ < ΔU ВХ Т. е. выходной сигнал повторяет входной, но его уровень на 0, 5 ÷ 0, 7 В меньше. 0, 5 ÷ 0, 7 В – это падение напряжения на открытом эмиттерном p-n переходе. Каскад с ОК является НЕИНВЕРТИРУЮЩИМ. Т. е. не меняет знак U ВЫХ по сравнению с U ВХ. Покажем, что это действительно так : Пусть подан входной сигнал ΔU ВХ > 0.
Как видно, знак ΔU ВЫХ совпадает с ΔU ВХ. Далее найдём основные параметры каскада с ОК : R ВХ , R ВЫХ , K U. XX. Будем рассматривать только переменные составляющие (приращения) токов и напряжений подобно тому, как мы это делали при нахождении основных параметров каскада с ОЭ. Сначала определим R ВХ.
Подставляем (9) в (11) : Подставляем (12) в (7) :
Для каскада с ОК, стоящего слева, под R Н понимается каскад с ОЭ, чьё R ВХ довольно велико, ≈ 1000 Ом. В итоге для ОК R ВХ ≈ 10. 000 Ом, а для ОЭ R ВХ ≈ 1000 Ом. Далее найдём К U. XX. Подразумевается, что R НАГ = ∞.
Далее найдём R ВЫХ. Используем теорему об эквивалентном генераторе : Закоротим е Г , значит ΔI Б =0, следовательно ΔI Э =0, т. е транзистор закрыт, т. о. цепь эмиттера разомкнута. отсюда : Достоинства каскада с ОК по сравнению с ОЭ – более высокое R ВХ и более низкое R ВЫХ. Недостаток каскада с ОК по сравнению с ОЭ – каскад с ОК не усиливает U ВХ. Для каскада с ОК K U = 0, 9 ÷ 0, 99.
Задача: К – замкнут – ОК К – разомкнут – ОЭ RК = 2000 ОМ RЭ = 400 ОМ ЕК = 10 В ЕСМ = 0. 4 В β = 100 ~UВХM = 1 В ОЭ ОК Определить 3 основных параметра для схемы с ОК и ОЭ. RВХ, RВЫХ, KUXX для ОЭ и ОК, нарисовать осциллограммы UВХ, UВЫХ 1, UВЫХ 2 и схемы каскадов с ОЭ и ОК.
1. Каскад с ОЭ (К - разомкнут). U ВЫХ – это U ВЫХ. 1 R ВХ = r. Б + (β + 1) RЭ = 100 + (100 + 1) 400 = = 40. 5 к. ОМ,
R ВХ = 40. 4 к. ОМ при r. Б = 0 R ВЫХ = R K = 2000 ОМ Е CM K U. XX = 0. 4 5 = 2 В U ВХ. М K U. XX = 1 5 = 5 В 2. Каскад с ОК. Ключ замкнут. K U. XX = 1 ; U ВЫХ – это U ВЫХ. 2 R ВХ = r. Б + (β + 1) (RЭ || RН) = 100 + (100 + 1) · 400 = 40. 5 к. ОМ RВЫХ = RЭ = 400 ОМ Осциллограммы UВХ, UВЫХ. 1 , UВЫХ. 2 представлены на следующем слайде :
U ВХ E СМ = 0, 4 В 1 В t 0, 6 В=1, 0 -0, 4 В U ВЫХ. 1 ОЭ 5 В 3 E К = 10 В 5 В=1*5 2=0. 4*5 7 13 8 3 t U ВЫХ. 2 ОК E К = 10 В 9, 6 В 1 В E СМ = 0, 4 В 1, 4 В 0, 6 В=1, 0 -0, 4 В t
ДРЕЙФ НУЛЯ. Дрейф нуля – это характерная черта усилителя постоянного тока (УПТ). Под дрейфом нуля понимается самопроизвольное изменение выходного сигнала при ΔU ВХ =0. + EК Причина – нестабильность источников питания, R 3 RК R 1 а также изменение пара. RН метров полупроводниковых приборов и других элеменe. Г RГ тов при изменении темпе. UВЫХ ~ ратуры и старении. R R 2 EСМ UВХ U КОМ RЭ 4
Т. к. K U > 1 , Δ U K > Δ E K. Следовательно, на выходе появится отрицательное Δ U ВЫХ - дрейф нуля. Если произойдёт : Максимальное напряжение на выходе усилителя, вызванное дрейфом, обозначим UДР. ВЫХ. MAX : Должно быть U ВХ >> U ДР. ВX. MAX. Иначе дрейф на выходе не отличишь от полезного сигнала. Для качественного УПТ надо уменьшать, а по возможности исключать дрейф. Эффективное средство борьбы с дрейфом – усилительные каскады, построенные по принципу уравновешенных мостов. Наиболее распространенный из них – дифференциальный каскад.
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАД (ДК). В этой схеме транзисторы VT 1 +EК 1 и VT 2 , резисторы R К 1 и R К 2 образуют плечи моста. В одну UВЫХ R К 2 диагональ моста включаются R К 1 (-) (+) источники питания I К 1 R Н I К 2 (+) Е К 1 и (-) Е К 2 , а в дру. I Б 2 I Б 1 VT 2 VT 1 гую – R Н (сопротивление UВХ 2 UВХ 1 I Э 2 I Э 1 нагрузки). Высокие показатели I Э 1+I Э 2 E СМ =U Э каскада достигаются только RЭ при высокой симметрии -EК 2 (балансировке) моста. В симметричном ДК должно быть : R К 1 = R К 2 , а транзисторы должны иметь одинаковые характеристики. Это достижимо только при изготовлении транзисторов на одном кристалле, поэтому ДК используют только в виде ИМС.
ВХ 2 – инвертирующий. ВХ 1 – неинвертирующий. +EК 1 UВЫХ R К 1 R К 2 (-) I Б 1 UВХ 1 I К 1 VT 1 I Э 1 E СМ =U Э RН (+) I К 2 VT 2 I Э 1+I Э 2 RЭ -EК 2 I Б 2 Режим покоя U ВХ. 1 = U ВХ. 2 =0 ; Транзистором управляет U БЭ. Оно будет > 0, т. к. потен. UВХ 2 циал эмиттера равен : E СМ =U Э Т. е. как бы подано положительное Е СМ = U БП. 1 = U БП. 2 = - U ЭП ;
За счёт Е СМ = U БП протекают : I БП. 1 = I БП. 2 ; I КП. 1 = I КП. 2 ; I ЭП. 1 = I ЭП. 2 ; U КЭП. 1 = U БЭП. 2 = Е К 1 – I КП. 1 · R К 1 - U ЭП = = E К 1 - I КП. 2 · R К 2 - U ЭП ; U ВЫХ = U КЭП. 2 - U КЭП. 1 = 0 ; При условной полярности (+) на коллекторе VT 2 , ( -) на коллекторе VT 1.
Температурная стабилизация в каскаде хорошо обеспечена : Допустим , U Э было (-) 7 В , а стало (-) 5 В : То есть : Значит, Δ U Э – это сигнал ООС, стабилизирующей Σ I Э = I ЭП. 1 + I ЭП. 2 = const.
В дифференциальном каскаде R Э велик. О, стабилизация точная, следовательно I ЭП. 1 + I ЭП. 2 = const. Значит, цепь с R Э можно заменить источником тока с R ВНУТ = ∞. Дрейф нуля : Любые симметричные изменения сигналов в схеме не приводят к дрейфу нуля. Далее включим U ВХ между базами VT 1 и VT 2 :
+EК 1 UВЫХ R К 1 I Б 1 RН I К 2 VT 2 I Э 2 VT 1 I Э 1+I Э 2 E СМ =U Э RЭ -EК 2 ~ ~ UВХ 1 I К 1 R К 2 (+) е (-) I Б 2 UВХ 2 E СМ =U Э
Обращает на себя внимание, что : Значит нет ООС по переменной составляющей! Не путать: по постоянной составляющей ООС есть , и благодаря ей поддерживается I Э 1 + I Э 2 = const ! Если нет ООС, она (т. е. U Э ) не оказывает влияния на K U. Так в ДК преодолено противоречие между требованиями к стабилизации режима по температуре и снижением K U за счет ООС.
Теперь подадим U ВХ только на базу VT 1 : U ВХ. 1 = е , вход VT 2 (базу) закорачиваем на «землю» . , т. е U ВХ. 2 = 0. Выше мы говорили, что сумма токов в R Э стабильна : Поэтому возникает ΔI Э 2 = - ΔI Э 1 , отсюда ΔIБ 2 = - ΔIБ 1 и ΔIК 2 = - ΔIК 1 , ΔU КЭ. 2 = - ΔU КЭ. 1 , т. е. ΔU КЭ. 2 > 0. Т. е. вход 1 является неинвертирующим.
Т. о. подача входного сигнала на один из входов приводит к изменению токов и напряжений в обоих транзисторах из-за стабилизации I Э 1 + I Э 2 = const ! Вход 2 является инвертирующим. Это доказывается аналогично тому, как мы пришли к выводу, что вход 1 – неинвертирующий. Как было показано выше : Дифференциальный каскад (ДК) усиливает разность входных сигналов Поэтому при U ВХ. 1 = U ВХ. 2 будет U ВЫХ =K U *(U ВХ. 1 – U ВХ. 2 ) = 0. При этом ДК работает в режиме синфазных сигналов.
За счет неполной симметрии ДК в режиме синфазных сигналов U ВЫХ ≠ 0. Здесь К С – коэффициент U ВЫХ = К С * U ВХ передачи синфазного сигнала. +EК 1 R К 2 UВЫХ UВХ 1 VT 2 I Э 1+I Э 2 -EК 2 UВХ 2 До сих пор рассматривался симметричный ДК. Его недостаток – отсутствие общей точки между источниками сигнала и нагрузкой. Этого недостатка не имеет несимметричный ДК, схема которого приводится слева :
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ. Операционный усилитель – это усилитель постоянного тока (УПТ) с большим K U и большим R ВХ. Операционный – т. к. может производить разные математические операции с входными сигналами. Есть смысл говорить об ОУ только в интегральном исполнении, хотя в АВМ встречаются ламповые ОУ. УГО (условные графические обозначения) ОУ :
ИНВ. вход. Это устаревшее обозначение ОУ. НЕИНВ. UВХ. 2 (прямой) UВЫХ вход. UВХ. 1 A 2. 1 (или DA 2. 1) ИНВ. вход. НЕИНВ. UВХ. 2 (прямой) вход. UВХ. 1 УГО ОУ согласно действующим ГОСТ Первая цифра в обозначении – номер корпуса ОУ в схеме, вторая – номер UВЫХ усилителя в корпусе. Может быть до четырёх ОУ в корпусе.
Геометрические размеры ОУ : 14 7 мм 18 мм 1 Корпус mini DIP 8 5 8 7 3 мм ОУ фирмы ANALOG DEVICES 3 мм 7 мм 10 мм 1 4 Нумерация выводов ( «ног» ) – против часовой стрелки от ключа.
СТРУКТУРНАЯ СХЕМА (БЛОК-СХЕМА) ОУ. +Е П Сим. ДК – симметричный дифференциальн Сим. Несим. ЭП ый каскад. При ДК ДК U его использо. U U ВЫ Х ВХ. вании макси 2 1 -Е П мально устраняется дрейф нуля. Несим. ДК – несимметричный дифференциальный каскад. При его использовании напряжения входов и выхода имеют общую точку. ЭП – эмиттерный повторитель (каскад с общим коллектором. При его использовании увеличивается R ВХ , уменьшается R ВЫХ , увеличивается стабильность точки покоя.
Полная принципиальная схема ОУ может насчитывать несколько десятков транзисторов, выполненных по интегральной технологии. На входе ОУ стоит симметричный ДК, значит ОУ, как и ДК, усиливает разность входных напряжений, иначе говоря, ОУ имеет дифференциальный вход. Здесь Е ДИФ - дифференциальная ЭДС. При подаче напряжения на неинвертирующий (прямой) вход U ВЫХ = + K U • U ВХ. 1 ; При подаче напряжения на инвертирующий вход U ВЫХ = - K U • U ВХ. 2 ;
Основные параметры ОУ : 1. Коэффициент усиления K U = 50. 000 (в среднем). 2. R ВХ = 300 КОм для ОУ на базе биполярных транзисторов. R ВХ = 10 МОм для ОУ на базе полевых транзисторов. 3. R НАГ. MIN = 2 КОм для основной массы ОУ. Через R НАГ. MIN определяется I ВЫХ. MAX ОУ = U ВЫХ. MAX | R НАГ. MIN = = 15 В / 2000 Ом = 7, 5 м. А. Для мощных ОУ марки К 157 УД 1 R НАГ. MIN = 50 Ом, значит для них I НАГ. MAX = 0. 3 A. Должно соблюдаться условие : R НАГ. ФАКТ > R НАГ. MIN. 4. Напряжение смещения нуля U СМ (или ЭДС смещения нуля Е СМ ). В реальных ОУ U ВЫХ = 0 при ненулевом UВХ. 1 – UВХ. 2 = UСМ. U СМ обусловлено несимметрией ДК, разбросом параметров элементов схемы и их зависимостью от температуры.
U СМ = 5 м. В для ОУ на базе биполярных транзисторов ; U СМ = 50 м. В для ОУ на базе полевых VT. U СМ = 1 мк. В для ОУ фирмы ANALOG DEVICES. 5. Напряжение питания Е П = ± 15 В ; Е П = ± 12 В ; Е П = ± 6, 3 В. У современных ОУ Е П может изменяться в некотором диапазоне. Например, Е П = ± ( 3 ÷ 18 ) В. Но надо помнить, если Е П = ± 3 В , U ВЫХ. MAX , будет меньше трёх вольт. U ВЫХ. MAX несколько меньше Е П. Это связано с падением напряжения на выходных транзисторах ОУ. U ВЫХ. MAX ≈ (0, 9 ÷ 0, 95 ) • Е П. Если Е П = 15 В, то U ВЫХ. MAX ≈ 14 В. Какова величина Е ДИФ ?
Следовательно для практических целей можно считать, что потенциал инвертирующего равен потенциалу неинвертирующего входа. Основные свойства идеального ОУ : 1. φ ИНВ. ВХ = φ НЕИНВ. ВХ или ( U ВХ. 1 – U ВХ. 2 ) = 0 ; 2. R ВХ, ОУ = ∞ или ( I ВХ = 0 ) ; 3. K U = ∞. У реального ОУ данные параметры, конечно, не столь идеальны, но приближаются к ним.
Несмотря на то, что ОУ концентрирует в себе лучшие качества усилительных устройств, непосредственно ОУ (сам по себе) в качестве усилителя он практически не применяется. Это связано с двумя основными причинами : 1. Узкий линейный диапазон АОВ передаточной характеристики, и если ( U ВХ. 1 – U ВХ. 2 ) больше этого диапазона, то U ВЫХ не изменяется (насыщается), т. е. искажается.
ПЕРЕДАТОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ОУ U ВЫХ , В U ВЫХ. MAX =+14 В 15 В 10 5 5 10 15 Е ДИФ =0, 3 м. В 1 2 3 Е ДИФ =0, 3 м. В U ВЫХ. MAX =-14 В U ВХ. 1 - U ВХ. 2 = 5 О 4 6 = Е ДИФ , м. В А Е СМ = 5 м. В 2. K U ОУ меняется от экземпляра к экземпляру и сильно зависит от температуры. Поэтому обычно ОУ применяется в составе схемы с обратными связями ( ОС ).
НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ НА БАЗЕ ОУ. В этой схеме не показаны корректирующие RC цепи и цепи установки нуля. Т. е. это не практическая, а теоретическая схема. UВХ R 1 UОС R 2 UВЫХ В схеме U вых определяется разностью (U вх – U ос), т. е. имеется ООС – последовательная, т. к. складываются напряжения.
UВХ R 1 UОС R 2 UВЫХ Из-за большого К u !
Коэффициент передачи П схемы с обратными связями на основе ОУ не зависит от К u (коэффициента усиления самой микросхемы ОУ) и не зависит от разброса параметра К u от корпуса к корпусу микросхемы ОУ ! ! !
UВХ Слева также изображена схема неинвертирующего усилителя на основе ОУ с делителем напряжения на входе. R 3 R 4 R 1 UОС R 2 UВЫХ Для этой схемы :
ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ НА БАЗЕ ОУ. I 2 R ОС При подаче сигнала на инвертирующий вход ОУ меняет поляр. I 1 IВХ ность сигнала на противоположную. U 2 R ВХ При передаче синусоидаль. UВХ ного сигнала выполняется U 1 UВЫХ сдвиг фазы на 180 градусов. В этой схеме нет корректирующих цепей и цепей установки нуля. Т. е. это не практическая, а теоретическая схема. Входной сигнал и сигнал ОС подаются на инвертирующий вход. При этом происходит сложение токов I 1 и I 2 , т. е. речь идет о параллельной ООС. Здесь на самом деле имеется ООС, т. к. I 2 определяется напряжением UВЫХ , а оно противоположно по знаку напряжению UВХ и току I 1.
I 2 I 1 IВХ R ВХ UВХ R ОС U 1 = 0, т. к. заземлено. U 2 U 1 UВЫХ Т. о. ещё раз подтверждено I свойство ОУ (φ ИНВ. ВХ = φ НЕИНВ. ВХ ). Т. о. ещё раз подтверждено II свойство ОУ (IВХ. ОУ = 0 ). А если это так, то в узле входа I 1 + I 2 = 0, значит I 1 = -I 2.
I 2 I 1 IВХ R ВХ UВХ R ОС U 2 U 1 UВЫХ Как видно, П не зависит от K U. ОУ .
ИНВЕРТИРУЮЩИЙ СУММАТОР НА БАЗЕ ОУ. UВХ. 1 UВХ. 2 UВХ. N I 1 R 1 IОС R ОС I 2 R 2 U 2 IN R N U 1 UВЫХ Умножаем левую и правую части последнего уравнения на R ОС : При R 1 = R 2 =. . . = R N = R ОС будет сумматор «в чистом виде» . Если R 1 , R 2 , . . . R N - разные, будет сумматор «с весовыми коэффициентами» .
U ВХ. 1 Пусть R 1=R 2 =R 3 =R ОC , т. е. коэффициент передачи П = 1. EМ t U ВХ. 2 U 2 t U ВХ. 3 t U 1 U ВЫХ EМ EМ U 2 U 1 t t
КОМПЕНСАЦИЯ ВХОДНЫХ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ. +EК 1 R К 1 I Б 1 UВХ 1 UВЫХ (-) I К 1 VT 1 I Э 1 E СМ =U Э RН I К 2 VT 2 I Э 1+I Э 2 RЭ -EК 2 Входной каскад в ОУ выполняется обычно в виде ДК на биполярных транзисторах. R К 2 ВХ 2 – инвертирующий. (+) ВХ 1 – неинвертирующий. I Б 2 UВХ 2 E СМ =U Э В режиме покоя U ВХ. 1 = U ВХ. 2 =0 ; Транзистором управляет U БЭ. Оно будет > 0, т. к. потенциал эмиттера равен : Т. е. как бы подано положительное Е U БП. 1 = U БП. 2 = - U ЭП ; СМ = U БП.
За счёт Е СМ = U БП протекают : I БП. 1 = I БП. 2. Они являются токами I ВХ. 1 и I ВХ. 2 в схеме ОУ. R 2 В режиме покоя U ВХ = 0 ; т. А R 1 IВХ. 2 = I БП. 2 UВХ IВХ. 1 = I БП. 1 R U 1 I ВХ. 2 будет протекать через R 1 и R 2 , включенные параллельно. т. В При U ВХ = 0 , U ВЫХ = 0 , значит можно считать, что точки А UВЫХ и В имеют одинаковый потенциал и их можно объединить. Значит, можно считать, что R 1 и R 2 включены параллельно. При этом создается падение напряжения :
R 2 т. А R 1 IВХ. 2 = I БП. 2 UВХ Поскольку K U. ОУ велик, то весьма малые U 2 могут вызвать существенные IВХ. 1 = I БП. 1 R U 1 т. В UВЫХ Для исключения вредного влияния входного тока к прямому входу подключают резистор R. Чтобы было U 1 = U 2 , надо чтобы было R = R 1 \ R 2 , тогда будет I ВХ. 1 = I ВХ. 2 , U 1 = U 2.
U ВЫХ = K U. ОУ * ( U 1 – U 2 ). Если U 1 = U 2 , U ВЫХ = 0, что и требуется в режиме покоя. Ранее говорилось, что существует напряжение смещения нуля U СМ. U ВЫХ = 0 при U ВХ = U СМ. ПЕРЕДАТОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ОУ U ВЫХ , В U ВЫХ. MAX =+14 В 15 5 5 10 15 Для компенсации вредного влияния U СМ схемы на ОУ снабжают цепями «установки U ВХ. 1 - U ВХ. 2 = нуля» . В 10 Е ДИФ =0, 3 м. В 1 2 3 5 О 4 Е ДИФ =0, 3 м. В U ВЫХ. MAX =-14 В Е СМ = 5 м. В А И наоборот, если U ВХ = 0 , то U ВЫХ ≠ 0. 6 = Е ДИФ , м. В
Схемы на ОУ с цепями «установки нуля» . R ОС UВЫХ UВХ R ВХ UВЫХ +E П R 1 R +E П -E П R 2 -E П R ОС R ВХ UВХ 2 7 +E П 1 5 3 4 R 6 -E П UВЫХ Схема с цепями «установки нуля» для ОУ КР 140 УД 8 А
ВЫЧИТАТЕЛЬ НА БАЗЕ ОУ. R 2 UВХ. 1 R 3 U ВЫХ определяется методом суперпозиций (методом наложения). UВЫХ R 4 Если закоротим U ВХ. 2 , схема будет представлять неинвертирующий усилитель с делителем напряжения для U ВХ. 1. Для этой схемы : Если закоротим U ВХ. 1 , схема будет представлять инвертирующий усилитель. Для инвертир. усилителя :
ИНТЕГРАТОР (ИНТЕГРИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ, ИНТЕГРИРУЮЩЕЕ ЗВЕНО) НА БАЗЕ ОУ. IС I 1 С IВХ R UВХ UС Т. к. I ВХ = 0 , то : U 2 U 1 UВЫХ Интегратор на идеальном ОУ. Т. к. U 2 = 0 , то U ВЫХ = U C.
Последняя формула показывает, что выходное напряжение рассматриваемой схемы пропорционально интегралу от входного напряжения. U ВХ S 1 U ВЫХ S 1= S 2 t U ВЫХ S 2 t S 1 >S 2 t
Если U ВХ = U MAX • Sin ωt , то на выходе интегратора ( с учетом инвертирующего входа) будет сформировано напряжение : Значит, при снижении частоты входного сигнала амплитуда выходного напряжения будет возрастать. Т. о. интегратор хорошо усиливает сигналы низкой частоты. Поэтому его ещё называют УНЧ – усилитель низкой частоты. Подадим на вход интегратора сигналы пилообразной (треугольной) и прямоугольной формы. Соответствующие эпюры представлены на следующем слайде.
ЭПЮРЫ СИГНАЛОВ ИНТЕГРАТОРА U ВХ t t U ВЫХ t t
При использовании в схеме интегратора реального ОУ будет проявляться вредное действие U СМ и входных токов ДК. Эти сигналы будут заряжать конденсатор в цепи обратной связи в режиме покоя. Вследствие этого, в режиме r покоя U ВЫХ с течением времени может достичь значительной UС величины. Т. о. интегратор IС С перестанет работать. Для исключения последнего I 1 IВХ явления в цепи ОС парал. U 2 лельно конденсатору вклю. R чается резистор. При этом UВХ U 1 UВЫХ одновременно с зарядом конденсатора будет идти его разряд. Значит U ВЫХ в режи. Интегратор на реальном ОУ. ме покоя не будет нарастать.
Такое подключение приведет к некоторому ослаблению интегрирующих свойств. Схема интегратора с параллельным включением конденсатора и резистора в ОС ещё называется апериодическим звеном или схемой интегратора на реальном ОУ.
Дифференцирующий усилитель (дифференциатор) на базе ОУ. IR IC С UВХ UС R IВХ U 2 U 1 UВЫХ Дифференциатор на идеальном ОУ. Приравняем правые части уравнений :
n n n при увеличении частоты, коэффициент передачи увеличивается. Дифференциатор является усилителем высокой частоты (УВЧ). Если
n n n Нарисуем эпюры: Черным цветом нарисовано U ВЫХ для дифференциатора на идеальном ОУ. Красным цветом показано искажение формы кривой для дифференциатора на реальном ОУ.
n Схема дифференциатора склонна к самовозбуждению. Под самовозбуждением понимается наличие при Это похоже на дрейф нуля. Отличие в том, что при самовозбуждении выходное напряжение представляет собой высокочастотный периодический сигнал, который при средних значениям масштаба развёртки ( единицы – десятые доли миллисекунд ) осциллографа наблюдается как размытая полоса на экране.
n n Причина самовозбуждения - инерционность транзистора. Инерционность транзистора ввиду того, что скорость движения основных носителей заряда не бесконечна. Это приводит к тому, что приращения выходных токов транзистора отстают от входных токов. Особенно это сказывается на высоких частотах.
n Эпюры:
n При высокочастотном сигнале наблюдается отстающий фазовый сдвиг и снижение амплитуды. Это можно «отследить» на АЧХ (амплитудно-частотной характеристике): f , Гц 105 108
ФЧХ f , Гц 105 108 Что может произойти: при высоких частотах за счет фазового сдвига ; ООС превратилась в ПОС.
n Это приводит к тому, что любое незначительное изменение (помеха), приводит к лавинообразному нарастанию , до Это и есть самовозбуждение С этим явлением надо бороться: для этого надо ограничить коэффициент передачи на высоких частотах. Нарисуем схему:
IR IC
n n введение В итоге самовозбуждение устраняется.
Компараторы.
n n n Компараторы - это пороговый элемент, у которого изменяется скачкообразно из одного состояния в другое в зависимости от соотношения входных сигналов. Это по сути граничный элемент между аналоговыми и импульсными (цифровыми) схемами. Компараторы можно выполнять на основе операционных усилителей (с навесными элементами), но существуют отдельные интегральные микросхемы компараторов. Быстродействие интегральных компараторов выше. Например, К 554 CA 2 - интегральный компаратор, СА- селектор амплитудный, различает входные сигналы. Компаратор - аналог реле.
Рассмотрим упрощенную конструктивную схему реле. При обесточенной обмотке отсутствует магнитный поток в магнитопроводе и электромагнитная сила. Поэтому под действием пружины якорь и контактный мостик перемещаются вверх и контакты замкнуты. При запитывании обмотки возникает магнитный поток и электромагнитная сила. Если её величина больше силы пружины, якорь и контактный мостик двигаются вниз и контакты размыкаются. Такой контакт называется размыкающим. Он замкнут в нормаль-ном состоянии реле (при обесточенной обмотке) и размыкается при срабатывании реле, т. е. когда электромагнитная сила больше проти-водействующей силы пружины.
Слева изобра. UВХ жена одна из типо. V 1 вых схем V 2 R 1 компаратора. UВЫХ +UОП V 1, V 2, R 1, R 2 нарисованы пунктиром, т. к. выполняют сервисные функции и не имеют отношения к принципу действия компаратора. Поэтому на теоретических схемах они могут не показываться. Назначение R 1 и R 2 – защита входов ОУ от перегрузки по току. R 2 Назначение V 1 и V 2 – защита входов ОУ от пробоя по напряжению.
UВХ R 2 V 1 R 1 +UОП V 2 UВЫХ ОУ усиливает разность сигналов двух видов : одно – опорное, другое – входное. Если : U ВЫХ изменится скачком до (-) 14 В. Если U ВХ = U ОП , то U ВЫХ = 0 , но это неустойчивое состояние.
R 2 UВХ V 1 R 1 V 2 UВЫХ +UОП U ВХ Если U ОП = 0 , такая схема называется нуль – индикатором. Пусть U ОП = const, а U ВХ – синусоидальный сигнал. U ОП t U ВЫХ +14 В τП τИ t -14 В
U ВХ U ОП t U ВЫХ +14 В τП τИ t -14 В При увеличении U ОП , будет уменьшаться τП и увеличиваться τИ. Меняя знак UОП и подавая его на разные входы ОУ , можно изменять знак U ВЫХ в исходном состоянии и при срабатывании.
При этом U ВХ , при котором происходит «срабатывание» компаратора ( изменение U ВЫХ от (+) 14 В до (-) 14 В ) можно назвать U СР. К , а U ВХ , при котором происходит обратный процесс «возврат» - U ВЗ. К. Для обычного компаратора U СР. К ≈ U ВЗ. К и : Компаратор может служить преобразователем синусоидального сигнала в прямоугольный или преобразователем амплитуды U ВХ в τИ (длительность импульсов ). Часто обычный компаратор использовать сложно из-за так называемого «дребезга контактов» ( неустойчивого срабатывания ).
n. Часто обычный компаратор использовать сложно из-за возникающего, так называемого «дребезга» при срабатывании: Для устранения «дребезга» вводят ПОС. Компаратор с ПОС называется компаратор со смещенной характеристикой или «триггер Шмитта» . -15 B t
Схема триггера Шмитта : Определим U 1 в режиме покоя:
Найдем U 1 методом cуперпозиции (наложения);
n При - компаратор не сработает При и компаратор изменит свое состояние и станет. n станет равно следующему выражению: n n так как исчезнет «дребезг» контакта.
Так как U 1’ <U 1 , то исчезнет «дребезг» . При снижении Uвх возврат компаратора произойдет при U вх = U 1’ , значительно меньшем , чем U 1. -15 B t
n Изобразим передаточную характеристику:
n Чем > глубина ПОС, т. е. петля характеристики. , тем шире Достоинства триггера Шмитта – отсутствие «дребезга» , лучше устойчивость работы.
Рассмотрим такую схему: С О. С. i 2 С ВХ. U вх i 1 U ВЫХ Следовательно, данная схема представляет из себя инвертирующий усилитель. Только отношение ёмкостей будет обратным по сравнению с отношением резисторов.
По аналогичным соображениям, следующая схема является инвертирующим сумматором : Пусть С 1=1 М, С 2=1 М, С 3=2 М, U 1= -10 В, U 2 – прямоугольные импульсы амплитудой 3 В. С 2 С 1. U 1 С 3 U 2 U вых
U 1 t 10 U 2 3 t t 3 U ВЫХ +15 6 6 t 10 t
Другие задачи на контрольную работу:
Задача № 1 n Дано: В n n n n R 2 В к. Ом мк. Ф E П = 15 В Дана схема: С U 1 R 1 U 2 U вых
R 2 С U 1 R 1 U 2 U вых
Гц Нарисуем эпюры входных и выходных сигналов:
U 1 t, сек 8, 0 В ПЕРИОД = 8 кл U 2 1, 0 В t +15 В U вых 14, 7 В = 5 кл 1, 18 В 15, 88 В t, сек 14, 7 В = 5 кл -15 В 13, 52=14, 7 -1, 18 В
Задача № 2 n n Дано: В n n к. Ом мк. Ф n Дана схема: n n
n Решение:
Гц n (номер периода) 1 200*T*n, Вольт 0. 4 2 0. 8 3 1. 2 4 1. 6 5 2. 0 Построим эпюры входных и выходных сигналов:
Трехфазные схемы выпрямления.
n n 1) 2) Общие преимущества трехфазных схем выпрямления по сравнению с однофазными: меньше уровень пульсации; относительно меньшие габариты. Существуют две основные трехфазные схемы выпрямления: трехфазная схема с нулевой точкой (трехфазная нулевая схема). трехфазная мостовая схема (схема Ларионова).
Трехфазный выпрямитель с нулевой точкой.
A B C I 1 W 1 T W 2 e 2. A I 2=I a VD 1 e 2. B VD 2 e 2. C VD 3 RН LН Ud Id
t 1 t 2 t 3 t 4
В момент времени t 1 откроется диод VD 1, т. к. потенциал его анода станет выше, чем потенциалы анодов VD 2 и VD 3. VD 1 будет открыт до момента t 2. Если VD 1 открыт, на его катоде и на катодах VD 2 и VD 3 появится наиболее положительное напряжение e 2. A. Значит VD 2 и VD 3 будут закрыты на интервале t 1 ÷ t 2. Если VD 1 открыт на интервале t 1 ÷ t 2 , через него на нагрузку будет приложено напряжение е 2. А.
В момент t 2 наиболее положительным станет е 2. В , откроется диод VD 2 и будет открыт до момента t 3. Диоды VD 1 и VD 3 , при этом будут закрыты. На интервале t 2 ÷ t 3 к нагрузке будет приложено напряжение е 2. В. В момент t 3 наиболее положительным станет е 2. С , откроется диод VD 3 и будет открыт до момента t 4. Диоды VD 1 и VD 2 , при этом будут закрыты. На интервале t 3 ÷ t 4 к нагрузке будет приложено напряжение е 2. С.
Моменты t 1 , t 2 , t 3 – точки пересечения синусоид вторичных напряжений соседних фаз называются моментами естественного отпирания. В каждый момент времени открыт один (!) диод, чей потенциал анода наиболее положителен. В моменты естественного отпирания происходит переход открытого состояния с одного диода на другой. Напряжение U d – есть временн. Ая диаграмма, образованная из отрезков синусоид вторичных фазных напряжений, имеющих на данном интервале времени наиболее положительный потенциал. Период изменения U d в три раза меньше, чем e 2 , значит основная гармоника переменной составляющей напряжения нагрузки – третья.
Частота напряжения пульсаций напряжения нагрузки равна тройной частоте напряжения сети.
n Коэффициент пульсации: n Т. е. качество выпрямленного напряжения будет лучше, чем в однофазных схемах, так как q меньше ( в 1 фазн q =0, 67). В трёхфазных выпрямителях пульсации U d меньше, чем в однофазных, а частота пульсаций выше. Это позволяет использовать в фильтрах индуктивности и ёмкости м. Еньших номиналов, которые имеют меньше габариты.
Найдем среднее значение напряжения нагрузки:
Ток через любой диод протекает одну третью часть периода тока нагрузки. Образно говоря, каждый диод одну третью часть периода тока нагрузки работает, а две третьих части «отдыхает» . Поэтому : В последней формуле имеются в виду средние за период значения тока нагрузки и анодного тока диода. Найдем максимальную величину обратного напряжения для выбора диода :
При t 2 < t 3 VD 1 закрыт, VD 2 открыт, значит : Т. о. напряжение, стремящееся пробить диод, в два раза больше, чем в мостовой схеме. При Е 2 =100 в
Ток во вторичной обмотке равен анодному току : Ток во вторичной обмотке имеет постоянную составляющую : Постоянная составляющая не трансформируется в первичную обмотку, поэтому :
I 1 A n На временной диаграмме на интервале t 1 – t 2 протекает только ток i 2 A. Токи i 2 B и i 2 c нулю. Поэтому обмотки фаз трансформатора нагружены неравномерно. I 1 B I 1 C Последнее выражение справедливо при одинаковых отрицательных U B и U C на интервале t 1 – t 2. В другие моменты времени соотношение между i 1 B и i 1 c изменяется.
n n Основной недостаток трёхфазной схемы выпрямления с нулевой точкой схемы: вторичный ток имеет постоянную составляющую. Постоянная составляющая не трансформируется, следовательно, идет на подмагничивание сердечника, т. е. ток намагничивания увеличивается, увеличиваются потери, это ведет к нагреванию трансформатора. Ввиду этих причин, необходимо увеличить габариты сердечника трансформатора. Поэтому в чистом виде эта схема применяется очень редко, чаще, как составляющая мостовых схем.
Если в схеме вместо диодов используются тиристоры, величиной напряжения нагрузки можно управлять : Здесь α – угол управления.
Трехфазная мостовая схема выпрямления (схема Ларионова).
VD 1 A I 1 W 1 T e 2. A e 2. B VD 3 VD 5 Id Ia LН I 2 Ud B e 2. C C VD 2 VD 4 - 40 B (+) VD 6 RН (-) - 50 B В схеме в любой момент времени открыто только два диода. • Нагрузка в общем случае может быть активноиндуктивной. •
t t t 2 t 11 11
n n Шесть диодов на схеме объединены в две группы: есть катодная группа (VD 1, VD 3, VD 5), и анодная группа (VD 2, VD 4, VD 6). Правило: в катодной группе открыт тот диод, чей потенциал анода более «положителен» ; в анодной группе открыт тот диод, у которого потенциал катода более «отрицателен» .
Пусть t = t 1. При этом : е 2. А >0, e 2. B < 0, e 2. C < 0, | e 2. B | > | e 2. C |. Значит VD 1 , будет открыт, а VD 2 закрыт. В анодной группе открыт VD 4 (фаза В), так как фаза В наиболее «отрицательна» . Через VD 6 даже малая часть тока протекать не будет, т. к. напряжение на нагрузке – есть разность потенциалов двух, а не трёх точек, значит наиболее положительной и наиболее отрицательной.
Если в момент t 1 открыт VD 4, то на его аноде, а значит и на анодах VD 6 и VD 2 будет отрицательный потенциал фазы В, который «отрицательнее» (т. е. больше по абсолютной величине), чем потенциал катода VD 6, следовательно VD 6 будет закрыт. Значит в любой момент времени в схеме открыт только один диод анодной группы и один диод катодной группы. В момент t 2 потенциал катода VD 6 отрицателен , а потенциал анода VD 1 наиболее положителен. Следовательно ток будет протекать через открытые диоды VD 1 и VD 6.
Через два проводящих диода на нагрузку приложено линейное напряжение. U d состоит из отрезков косинусоид линейных напряжений.
Основная гармоника - шестая. n Частота выпрямленного напряжения в 6 раз больше частоты питающей сети переменного тока.
Для трёхфазной нулевой схемы q = 0, 25. Практически здесь не нужен фильтр на выходе. Чем q<, тем качественнее выпрямленное напряжение.
Т. о. U d в два раза больше, чем в нулевой схеме.
Среднее значение тока через диод : Т. е. каждая пара диодов работает одну третью часть периода, как и в нулевой схеме. При закрытом состоянии диода VD 1 между его катодом и анодом приложено обратное напряжение: Т. о. диоды в схеме Ларионова можно выбирать по напряжению в два раза меньше, чем в нулевой схеме.
Ток вторичной обмотки фазы А складывается из тока диодов VD 1 и VD 2 катодной и анодной групп. Имеет форму, представленную на пятой сверху временной диаграмме. Ток имеет форму прямоугольных импульсов при условии R н « ωП • LН. ( Здесь надо сказать, что на самом деле фронты прямоугольных импульсов тока будут пологими из-за сглаживающего действия индуктивности нагрузки и обмоток трансформатора). Временная диаграмм тока нагрузки будет иметь форму прямой линии при условии R н « ωП • LН. Ток вторичной обмотки не имеет постоянной составляющей, поэтому повышенного подмагничивания трансформатора (как в нулевой схеме) не происходит. Нагрузка на трансформатор во время «+» и «-» полуволн в схеме одинакова.
n Вместо диодов в схеме могут стоять тиристоры. При этом напряжение на нагрузке можно регулировать изменяя угол управления α. При этом :
n n n Если угол управления тиристоры будут работать как диоды и будут открываться в моменты естественного отпирания. Моменты естественного отпирания – моменты пересечения косинусоид линейных напряжений двух соседних фаз. Если угол управления , то тиристоры в эти моменты еще не открыты, тогда кривая напряжения изменит форму.
Лекция 9
Лекция 10
Лекция 11
