Цепи согласования АЭ с нагрузкой Требования к ЦС

Зарегистрируйтесь, чтобы просмотреть полный документ!

Цепи согласования АЭ с нагрузкой Требования к ЦС Для работы АЭ в оптимальном КР режиме в выходную цепь необходимо включить сопротивление нагрузки RНКР. Но сопротивление ZП=rп+jxп реального потребителя ВЧ энергии в общем случае отличается от RНКР. Для выходных УМ ZП=ZВХ антенны, пересчитанное ко входу фидера, для промежуточных ZП – сопротивление ZВХ последующего каскада. Рис. 1. Общая схема выходной цепи усилителя мощности Первая функция цепи согласования (ЦС, рис. 1) – преобразование комплексного сопротивления ZП на рабочей частоте в оптимальное сопротивление для АЭ - RНКР. Вторая функция – ослабление (фильтрация) высших гармоник в нагрузке до допустимого уровня их мощности, напряжения или тока. Кроме этого, ЦС должна обеспечивать: • малые потери мощности на раб (или в нужной полосе частот) – высокий КПД ; • работу на нужном уровне колебательной мощности, токов и напряжений; 1 • требования к габаритным размерам, стоимости, надежности и др.

Различают две постановки задачи согласования АЭ о нагрузкой: • на фиксированной частоте • в заданной полосе частот. В первом случае условия близости ZH к RНКР выполняются в узкой области около частоты согласования и изменение частоты возбуждения требует перестройки ЦС. Во втором рабочую частоту можно менять в пределах полосы согласования, причем режим АЭ будет оставаться близким к оптимальному с заданной точностью. Усилители без перестройки имеют эксплуатационные преимущества перед усилителями с перестройкой. При идеальной ЦС (состоящей только из реактивных элементов) вся мощность от АЭ передавалась бы в ZН. В реальных ЦС всегда есть потери, которые необходимо учитывать при расчете теплового режима элементов ЦС и фактической полезной мощности РП в нагрузке. В реальных усилителях параметры АЭ, сопротивления RНКР и Zп отличаются от расчетных. Элементы ЦС также имеют погрешность. Поэтому для получения оптимальных режимов всех каскадов необходимо обеспечить возможность подстройки параметров ЦС (должны быть предусмотрены 2 регулировочные элементы ).

Условие согласования АЭ с нагрузкой на заданной частоте В выходной цепи УМ на рис. 1 АЭ соединен с нагрузкой YП=ZП– 1 через ЦС согласующий четырехполюсник с комплексными у-параметрами: у11, у12, у21, у22. у11=I 1/U 1 –вх. пров. ; y 12= I 1/U 2 – пров. ОС; y 21= I 2/U 1 - крутизна; y 22= I 2/U 2 - вых. пров. Соотношения для комплексных амплитуд токов АЭ IВЫХ 1 и нагрузки IП и напряжений UH и UП: –IВЫХ 1 = у11(–UH)+у12(–UП) | : –UH –IП = у21(–UH)+у22(–UП) | : UП (1) Выразим входную проводимость ЦС со стороны АЭ YH = IВЫХ 1/UH = у11+ у12(UП/ UH) через проводимость нагрузки YП = 1/ZП = –IП/UП = –у21(UH/UП)–у22 и матричные элементы схемы: 3

YH = у11+ у12 у21/(YП+у22) (2) ЦС представляет собой линейный пассивный взаимный четырехполюсник, у которого у12 = у21. Пусть ЦС содержит только реактивные элементы (активные gij=0): (3) jb 22 В последнем равенстве мнимая составляющая проводимости потребителя j. ВП отнесена к элементу jb 22 ЦС. Тогда выражение (2) YH = у11+у12 у21/(YП+у22) с учетом (3) можно преобразовать в следующее: (4) 4

Для работы АЭ в КР нужно, чтобы мнимая составляющая проводимости нагрузки Im{YН} на рабочей частоте обращалась в нуль, а вещественная часть Re {YH} была равна GНКР=1/RНКР. Эти условия приводят к двум уравнениям: (5) Второе уравнение можно упростить, заменив в нем дробь b 212 /(GП 2+b 222) отношением GНКР/GП. Тогда (6) Т. о. , для определения матричных элементов b 11, b 12, b 22 через заданные проводимости GНКР и GП имеется два уравнения (5) и (6). Еще одно уравнение можно составить, например, из условия удобства реализации схемы ЦС или других соображений. 5

Оценка фильтрации высших гармоник цепью согласования Для расчета фильтрации высших гармоник в ЦС нужно знать сопротивления нагрузки и элементов ЦС на частотах гармоник. Отношение мощности Рn, передаваемой на вход ЦС на частоте гармоники с номером n, к P 1 рассчитывается по формуле Рn/Р 1=(IВЫХn / IВЫХ 1)2 RHn/ RH (7) где RH и RHn – активные составляющие входного сопротивления ЦС (нагруженной на ZП) на рабочей частоте 1 и частоте n n-й гармоники. Найденные из (7) значения Рn (при малых потерях в ЦС) полагаем равными излучаемой мощности, и их надо сравнивать с допустимой мощностью излучения на каждой из гармоник. Отношение n-й и 1 -й гармоник тока коллектора равно IВЫХn/IВЫХ 1= n( )/ 1( ), и при данном n зависит только от угла отсечки . Второй сомножитель в (7) RHn/RH определяется элементами ЦС и проводимостью нагрузки YH на рабочей частоте и YНn - на частоте n-гармоники. Обозначим RНn / RН=Fn (8) и назовем коэффициентом фильтрации на n-й гармонике. Тогда Рn / Р 1 = [ n( ) / 1( )]2 Fn (9) 6

При n=2 [ n( )/ 1( )]2 с увеличением от 60 ° до 110° убывает от 0, 5 до 0, 06. С ростом n при каждом значении отношение [ n( )/ 1( )]2 быстро падает. Для =90° [ 2(90°) / 1(90°)]2=0, 18. В общем случае при известных значениях комплексной входной проводимости нагрузки коэффициент фильтрации Fn=Re(l/YHn) / Re(1/YH). При настроенной нагрузке, т. е. при Re{YH– 1}=RHКР=1/GНКР, и для ЦС, состоящих из реактивных элементов (3), коэффициент фильтрации (4) (10) где b 11 n, b 12 n, b 22 n – матричные элементы ЦС, a GПn – вещественная проводимость нагрузки, вычисленные для n-й гармоники. Мнимая проводимость нагрузки BПn отнесена к b 22 n. Этим выражением удобно пользоваться для расчета относительного уровня мощности гармоник по (9) Рn / Р 1 = [ n( ) / 1( )]2 Fn и сравнения качества фильтрации различными ЦС. 7

Простейшие ЦС ламп с нагрузкой на заданной частоте Рассмотрим простейшие схемы ЦС, которые получаются из П-образной схемы замещения четырехполюсника (рис. 2) с реактивными элементами Y 1= j. В 1, Y 2= j. B 2, Y 3= j. В 3. (G 1, 2, 3 = 0) Для ламповых выходных УМ характерно большое сопротивление нагрузки RHКР – единицы килоом и малое сопротивление излучения антенны – десятки ом. При этом ЦС преобразует малое сопротивление потребителя r. П в большое RНКР. IВЫХ 1 UН RНКР IП Y 3 Y 1 Y 2 UП Yп r. П Рис. 2. Эквивалентная схема ЦС с нагрузкой 0 Поскольку GНКР/GП = r. П/RНКР<<1, в уравнении (6) b 11 - b 22 GНКР /GП = 0 при малых значениях b 22 можно пренебречь вторым слагаемым. Тогда Уравнений (11) и (5) определения В 1, B 2 и В 3. b 11= B 1+B 3 0 (11) недостаточно для 8

а) ЦС б) в) Рис. 3. Простейшие схемы ЦС с нагрузкой в ламповых схемах Примем для упрощения В 2= 0 и BП = 0 (рис. 3 а) В этой схеме b 12= –В 3, b 22=В 3 (при КЗ входа) и вытекающее из (5) 0 равенство позволяет найти (12) Вместе с (11) b 11= B 1+B 3 0, представляющим собой в этом случае условие параллельного резонанса контура (B 1=-B 3), формула (12) определяет оба реактивных элемента ЦС на рис. 3 а. Простейшие схемы, удовлетворяющие указанным условиям, представляют собой варианты одноконтурной ЦС с включением нагрузки в емкостную (рис. 3 б) или индуктивную (рис. 3 в) ветвь. 9

Выразим параметры контуров – r, rп, QH и RH– через B 1 и Gп: r. П=1/GП; QН=r/r. П= GП / B 1 ; RН=1/GН=r. QН= r. ПQН 2; (13) Сравнение коэффициентов фильтрации Fn для схем на рис. 3 б (ФВЧ) и 3 в (ФНЧ) показывает, что мощность n-ой гармоники в нагрузке, включенной в емкостную ветвь, окажется в n 4 раз больше мощности той же гармоники в нагрузке, включенной в индуктивную ветвь контура. Недостатком этих схем, кроме низкой фильтрации гармоник, является необходимость при регулировке GН одновременно изменять В 1 и В 3, что неудобно. Желательно регулировать GH, не перестраивая контур по частоте. Такая возможность появляется в одноконтурных ЦС с частичным подключением лампы к контуру. Поскольку r. П=Gп–l задано, добротность QH нагруженного контура возрастает и фильтрация гармоник улучшается. Из соотношений (11) b 11=B 1+B 3 0 ЦС и (12) с учетом (13) и j. Х 1=1/j. В 1, j. Х 3=1/j. В 3 : 2/r Х 1+Х 3=0; RНКР= Х 1 п (14) (рис. 3 а) 10

Если в схеме на рис. 3 а принять Х 1= ВХL 1 >0, X 3=– 1/ ВХС 3+ ВХL 3 < 0, получим ЦС с частичным подключением лампы к индуктивной ветви (рис. 4 а). Если же положить Х 1= – 1/ ВХС 1 < 0, Х 3= ВХL 3– 1/ ВХС 3 > 0, то получим ЦС с частичным подключением лампы к емкостной ветви (рис. 4 б). а) Степень связи лампы с контуром определяется коэффициентом включения p=|X 1| / r (p 1) (15) где для схемы на рис. 4 а r= ВХL, L=L 1+L 3, р=L 1/L и для схемы на рис. 4 б r=1/ ВХС, 1/С=1/С 1+1/С 3, р=С/С 1. Изменяя р при постоянных L и С, можно, не расстраивая контур, регулировать нагрузку АЭ и добиться равенства RH=RHКР. Влияние выходной емкости лампы САК легко устранить, изменив С или L. б) Рис. 4. ЦС с частичным подключением лампы к контуру Значение Qн при частичном включении получается в 1/р раз выше и в 1/р2 раз уменьшается относительный уровень мощности, излучаемой на гармониках. 11

* * * C L C 2 L 1 C r. L * r. L r. C C 1 L r. C r >> (rc, r. L) * * в а б Схемы параллельных контуров: контур первого вида (а), контур второго вида (б), контур третьего вида (в) Rэкв=r 2/r=L/r. C=Qr Rэкв=p 2 Qr p=1 p=L 1/L, L=L 1+L 2 p=C/C 1=C 2/(C 1+C 2) Эквивалентное сопротивление параллельного колебательного контура Roe и характеристическое сопротивление r можно менять (меняя L, C), сохраняя при этом резонансную частоту p. L * С/ L C C * * С/ CВЫХ АЭ * а * С/ CВЫХ АЭ АЭ б * L в 12

Катушка с изменяемой индуктивностью - вариометр 13

Другая конструкция вариометра 14

Другие способы регулировки QH при заданных GП и GHКР и улучшения фильтрации – применение трансформаторной связи с нагрузкой (рис. 4. 5, а) и частичное включение нагрузки по току (рис. 4. 5, б). Рис. 5. Примеры простых схем межкаскадного согласования в ламповых усилителях мощности Эти схемы используются в цепях межкаскадного согласова-ния, причем величины, характеризующие связь с нагрузкой GП – взаимоиндуктивность М и емкость С 3, делаются регулируемыми. 15

Простейшие ЦС биполярных транзисторов с нагрузкой на заданной частоте Для УМ на биполярных транзисторах отношение GП/GHКР порядка единицы. В этом случае удобно использовать симметричные П-образные ЦС (рис. 6 а). а) Рис. 6. Общая схема симметричной цепи согласования транзистора с нагрузкой (а) при активной проводимости нагрузки Gп Условие симметрии B 1=B 2 (b 11= b 22= В 1+В 3= В 2+В 3) (16) дополняет систему уравнений Тогда вместо последнего получим (В 1+В 3)[1–GHКР/GП]=0, что при GП=GHКР эквивалентно равенству B 3= –B 1 (17) 16

С учетом B 1=B 2, B 3= –B 1 при ВП=0 найдем В 1 из (5) / Так как b 22=B 1+B 3=0, b 12= -B 3= B 1 то GП(B 1)2 ((GП)2+0)= GНКР и получим (18) Знакам + и – в (18) соответствуют две простейших ЦС, показанные на рис. 6 б, в. б) в) Рис. 6. Две простейшие реализации схемы симметричной цепи согласования транзистора с нагрузкой при активной проводимости нагрузки Gп (б, в) Схема на рис. 6 в является фильтром нижних частот и обеспечивает хорошую фильтрацию высших гармоник. Она и широко используется на практике. Ее элементы однозначно определяются по (17), (18). 17

Коэффициент фильтрации при допущении GПn= GП для схемы на рис. 6 в, рассчитанный по (10) {Fn= RНn / RН}: B 1=B 2=-B 3, b 12= -B 3= B 1, b 11= b 22, b 22=B 1+B 3=0 тем меньше, чем больше GП /GHКР. Если такой фильтрации недостаточно, то вместо Х 3= L 3 на рис. 6 в последовательно включают индуктивность L 3’ и емкость С 3, как показано на рис. 7. Тогда Х 3= – 1/В 3 = L 3 ’–l/ C 3 = X 3 L’+ХЗС. Задавая отношение h = –Х 3 С/Х 3 = B 3/ C 3 определяем из B 3 = –B 1 и (17), (18) все параметры этой ЦС. Рис. 7. ЦС транзистора с нагрузкой с улучшенной фильтрацией гармоник тока Ее коэффициент фильтрации улучшается с увеличением h (рис. 8 а). 18

Рис. 8. Зависимости коэффициента фильтрации (а) и мощности потерь в ЦС (б) от параметра h=ХСЗ/Х 3 Схемы ЦС, показанные на рис. 6 в и 7, используются как в выходных каскадах, так и в промежуточных, если следующий каскад должен возбуждаться гармоническим напряжением. В этом случае роль YП играет нелинейная входная проводимость транзистора следующего каскада. 19

f=50 МГц, RНКР=10 Ом, RП=50 Ом =0, 943 =0, 888 20

В промежуточных каскадах часто применяют несимметричные ЦС, увеличивая В 2 (и уменьшая В 1) или схемы с емкостными делителями. Если входная проводимость транзистора следующего каскада велика по сравнению с GHKP, то для реализации расчетного режима ЦС строят так, чтобы входной ток транзистора был близок к гармоническому. В этом случае последовательно с входным сопротивлением включают индуктивность ЦС. Поскольку здесь выполняется неравенство r. П<<RНКР, простейшие ЦС совпадают с показанными на рис. 3 в и 4 б. рис. 3 в рис. 4 б 21

Учет потерь в простых цепях согласования и их КПД Реальные элементы ЦС не чисто реактивные. Поэтому часть мощности отдаваемой АЭ, теряется в ЦС. Отношение полезной мощности РП, поглощаемой нагрузкой YП, к мощности Р 1 называют коэффициентом полезного действия ЦС: (19) где РЦС – мощность потерь в ЦС. В выходных каскадах стремятся получить максимум ЦС при выполнении требований к полосе и фильтрации. В промежуточных, если КР выходного каскада велик и потери мощности слабо влияют на общий КПД, допускают меньшие значения ЦС. Расчет ЦС. Потери в ЦС сосредоточены в индуктивностях и отображены сопротивлением потерь r. ЦС, (рис. 9 и 10). Рис. 9. Схема ЦС лампы с нагрузкой с учетом потерь в индуктивности 22

а) б) Рис. 10. Схема ЦС транзистора с нагрузкой с учетом потерь в индуктивности (а) и ее преобразование (б), удобное для расчета КПД При этом добротность индуктивности на рабочей частоте QL= L/r. ЦС. В цепи согласования лампы с нагрузкой мощность Р 1 рассеивается на сопротивлении r. П + r. ЦС, а полезная ее доля РП – на r. П. Поскольку через оба сопротивления течет один и тот же ток контура, ЦС=r. П/(r. П+ r. ЦС)=1 - r. ЦС/(r. П+ r. ЦС) (20) Можно выразить ЦС также через QН и QL : ЦС =1–QН/QL (21) где QН = L/(r. П+r. ЦС) – добротность нагруженного контура. Из (21) видно, что при улучшении фильтрации гармоник за счет увеличения QН при фиксированном значении QL снижается ЦС. 23

Это следует учитывать и в схемах с частичным включением контура. Поскольку RH= p 2 r. QH = p 2(r. П+r. ЦС)QН 2 – резонансное сопротивление нагруженного контура (p<1), очевидно, что RНЕН=p 2 r. QL=p 2 r. ЦСQL 2 – резонансное сопротивление ненагруженного контура. Оно определяет максимально достижимое значение RН при регулировке r. П и фиксированном коэффициенте включения р. Чем больше RНЕН контура по сравнению с RНКР, тем меньше будут потери в ЦС. Если ввести отношение (22) то ЦС =1–QН/QL (21) нетрудно представить формулой (23) из которой видно, что в КР (при RН=RНКР) ЦС КР=1– 1/a растет с увеличением отношения а. 24

Из (19), (23) и идеализированной нагрузочной характеристики Pl=f(RH/RНКР) получим (рис. 11). (24) При больших значениях отношения а (а > 2) максимальная мощность передается в нагрузку в КР. Если же RНЕН настолько мало, что а <2, то максимум мощности передается в нагрузку в при RH= RНЕН/2, т. е. в HP. Как следует из (23), здесь ЦС=0, 5, т. е. лишь Pl КР/2 является полезной. Рис. 11. Зависимости РН (RН) и ЦС(RН) ЦС при различных значениях RН/RН КР Малые отношения RНЕН/RНКР встречаются редко, например, если лампа работает на весьма высоких частотах и достижимое значение RНЕН ограничено собственными емкостями лампы и монтажа. 25

а) б) (j. В 2) Рис. 10. Схема ЦС транзистора с нагрузкой с учетом потерь в индуктивности (а) и ее преобразование (б), удобное для расчета КПД В ЦС транзистора с нагрузкой (рис. 10 а, пл. 17) сопротивление r. ЦС и проводимость GП включены в разных ветвях. Поэтому для расчета ЦС сначала определим сопротивление последовательной эквивалентной схемы цепи GП, j. В 2 (рис. 10 б). Y=1/Z=1/(r+jx)=(r-jx)/(r 2+x 2)=r/Z 2 -jx/Z 2=g-jb; r=g. Z 2=g/Y 2=g/(g 2+b 2) При этом r. ПЭ=GП / (GП 2+ВП 2). Для расчета ЦС можно использовать формулу ЦС=r. П/(r. П+ r. ЦС)=1 - r. ЦС/(r. П+ r. ЦС), заменив r. П на r. ПЭ. Вводя коэффициент h= –Х 3 С/Х 3, запишем 26

При r. ЦС<<r. ПЭ практически не изменятся условия согласования B 3= –B 1 и в соответствии с которыми В 32=GПGНКР=1/X 32, получим X 3=1/(GПGНКР)1/2 (25) Из (25) следует, что увеличение параметра h (т. е. индуктивности L) при заданных GП, GНКР и QL сопровождается уменьшением КПД ЦС= ЦС. Таким образом, улучшение фильтрации высших гармоник обусловливает рост мощности потерь в ЦС (рис. 8 б пл. 13). Рис. 8. Зависимости мощности потерь в ЦС (б) от параметра h=ХСЗ/Х 3 27

Сложные ЦС АЭ с нагрузкой на заданной частоте Если требования к фильтрации высших гармоник в выходном ГВВ с простейшей одноконтурной ЦС АЭ с нагрузкой оказываются нереализуемыми, а КПД ЦС неприемлемо малым, то используют сложные ЦС в виде каскадно соединенных двух (и более) простых ЦС (рис. 12 а). r. П а) б) Рис. 12. Двухзвенная сложная цепь согласования АЭ с нагрузкой (а); вариант с трансформаторной связью - (б) В оконечной ЦС r. П преобразуется в некоторое сопротивление r'П, которое служит нагрузкой для промежуточной ЦС. Сопротивление r'П и элементы промежуточной ЦС выбирают так, чтобы ее КПД был достаточно высок. Для оценки фильтрации гармоник нужно найти ZНn на частоте n-й гармоники и затем определить активную составляющую сопротивления нагрузки RНn в цепи коллектора. Сложную ЦС с трансформаторной связью с нагрузкой (рис. 12 б), используемую в ламповых каскадах, можно привести к схеме на рис. 12 а, заменив трансформатор его 28 эквивалентной схемой.

Рис. 12. Двухзвенная сложная цепь согласования АЭ с нагрузкой: вариант с емкостной связью - (в) в) Сложная ЦС выходного каскада на транзисторе, состоящая из двух П-звеньев (рис. 12 в), с тремя емкостными связями хорошо фильтрует гармоники. Зависимость КПД выходной ЦС от коэффициента фильтрации по току для одиночного (m=3) и сдвоенного (m=5) П-контуров при Zвх=Zн=Rн , Qхх=QL=250, QC=∞. 29

Для фильтрации гармоник 2 , 3 в передатчиках большой мощности, работающих на фиксированных частотах (ТВ, РВ) в ЦС включают режекторные фильтры (рис. 13) в виде последовательных или параллельных контуров с частотами резонанса 2 , 3. L 1 L 2 L 4 L 3 L 1 L 5 C 2 C 1 C 2 L 2 C 4 C 3 C 5 а) б) Рис. 13. Дополнительные резонансные контура для улучшения фильтрации гармоник. Сопротивление последовательного контура L 4 C 1 (рис. 13 а) на частоте XL 4 C 1( ) = XС 1 экв, на резонансной частоте n XL 4 C 1(n ) в (1 -1/n 2)QХХn меньше. Для параллельного контура L 1 C 2 (рис. 13 б) на частоте XL 1 C 2( ) = XL 1 экв, на резонансной частоте n XL 1 C 2(n ) в (1 -1/n 2)QХХn больше. Выигрыш в фильтрации n-гармоники для к контуров режекции составляет 30

Сложные цепи межкаскадного согласования применяются также в схемах, обеспечивающих гармонические ток или напряжение в нагрузке. Простая ЦС может быть конструктивно нереализуемой. Тогда используются схемы, аналогичные показанным на рис. 14, где введены промежуточные ЦС: а – с трансформаторной, создающей гармоническое напряжение на входе следующего каскада; б – с емкостной, с возбуждением следующего каскада гармоническим током. Iвх Uвх а) б) Рис. 14. Схемы межкаскадной связи: а – с трансформаторной, создающей гармоническое напряжение на входе следующего каскада; б – емкостной, с возбуждением следующего каскада гармоническим током На очень высоких частотах часть элементов этих ЦС составляют собственные емкости и индуктивности трансформаторов, ламп или транзисторов. 31

Цепи согласования АЭ с нагрузкой в заданной полосе частот Если передатчик предназначен для работы в диапазоне частот (до октавы), удобнее строить его каскады так, чтобы при смене частоты не требовалась перестройка ЦС. ЦС должна обеспечить постоянство мощности в нагрузке в рабочей полосе частот. Для этого входное сопротивление ЦС д. б. близким к оптимальному для АЭ. При наличии реактивных составляющих в выходном сопротивлении генератора ZГ или нагрузки ZП точно согласовать генератор с нагрузкой в конечной полосе частот невозможно. Существуют ограничения, связывающие неточность и полосу согласования со значениями реактивных элементов в ZГ и ZП. Мерой неточности согласования генератора и преобразованного ЦС сопротивления нагрузки является модуль коэффициента отражения |Г|, определяемого равенством Г = (ZГ–ZН) / (ZГ+ZН) (27) При Г 0 в ЦС передается мощность РН, связанная о мощностью РНСОГЛ. отдаваемой в согласованную нагрузку, соотношением PН = (1–|Г|2) РНСОГЛ = |t|2 РНСОГЛ (28) где t = 1–|Г|2 называется функцией передачи. 32

Рассмотрим два важных для практики случая: • сопротивление генератора ZГ представляется параллельным соединением активного сопротивления Rг и выходной емкости АЭ Сг, а нагрузка чисто активная (рис. 14 а) (задача согласования выходного АЭ с нагрузкой); • сопротивление генератора чисто активное (ХГ=0), a ZП в рассматриваемой полосе представляется последовательным соединением LП и RП (рис. 14 б) (задача межкаскадного согласования на частотах, на которых во входном сопротивлении АЭ доминируют индуктивности вводов). RГ СГ RП а) RГ LП RП б) Рис. 14. Схемы включения широкополосной ЦС генератора, имеющего выходную емкость СГ с активной нагрузкой RН - (а), и генератора с нагрузкой, последовательно с которой включена индуктивность LП - (б) Связь максимально допустимой полосы согласования Dw. СОГЛ с мерой рассогласования | Г | внутри полосы и параметрами генератора и нагрузки определяют формулы Фано. 33

Для схем рис. 14 а, б формулы Фано имеют вид (29) RГ СГ RП а) RГ LП RП б) Если требуемая полоса Dw. П < D СОГЛ при допустимом значении модуля коэффициента отражения | Г |, то ЦС можно реализовать. Известно много способов реализации ЦС. Чаще всего используют ЦС, прототипом которой является ФНЧ лестничного типа, причем число элементов определяет порядок прототипа. У таких фильтров величина 1/|t( )|2, обратная квадрату модуля функции передачи, представляется полиномом от квадрата текущей частоты . Этот полином можно найти, соответствующим образом аппроксимируя требуемую зависимость |t( )|2. 34

Прямоугольной частотной характеристике, у которой модуль коэффициента отражения |Г( )|= при <D п и (рис. 15 а), | Г( )|=1 при >D п соответствует |t( )|2 = (1– 2) при <D п и |t( )|=0 при >D п (рис. 15 б). |Г|= (ZГ–ZН) / (ZГ+ZН) – модуль коэффициента отражения |t|2 = (1–|Г|2) t - функция передачи 1 Чем меньше , тем жестче допуск на неточность согласования в полосе. Зависимость 1/|t( )|2 можно аппроксимировать полиномом 1/|t( )|2=1+ 2 Tn 2( /D п ) (30) где 2= 2 / (1– 2); Тn(х) –полином Чебышева n-й степени для – 1 x 1. Tn(x)=cos(n arccosx) при – 1 x 1 – 1 Tn(x) 1 Поэтому аппроксимирующая функция 1/|t( )|2 в области <D п не выходит за границы (1, 1+ 2). Фильтр с характеристикой вида (30) называют чебышевским или равноволновым. 1/|t|2 Рис. 15. Идеальные ЧХ коэффициента отражения (а) и величины, обратной функции передачи (б), для НЧ прототипов ЦС. 35

7 порядок АЧХ 5 порядок АЧХ ФЧХ Схемы НЧ фильтров с характеристиками Баттерворта и Чебышева и их АЧХ и ФЧХ 36

3 порядок Методику расчета НЧ фильтров, а также полосовых фильтров (ПФ) и с характеристиками Чебышева и Баттерворта и др. можно найти, например, в «Справочном пособии по ВЧ схемотехнике» Э. Рэда или использовать программные средства (MC 7, 8, 9, Math. Lab и др. ). АЧХ ФЧХ Схема НЧ фильтра с эллиптической характеристикой и его АЧХ и ФЧХ 37

Окно задания параметров рассчитываемого фильтра программы МС 9 38

На практике целесообразно применять наиболее простые ЦС, с помощью которых еще удается реализовать требования к полосе согласования и к подавлению гармоник. 39

К схемам межкаскадных ЦС требования обычно ниже, чем к выходным, на их выбор влияет характер реактивного сопротивления нагрузки. Цепь межкаскадного согласования может корректировать частотную характеристику УМ в целом. Так, если с ростом частоты падает усиление АЭ из-за его инерционности, в ЦС нужно добиться точного согласования на высшей частоте рабочей полосы, а в области низких частот за счет некоторого рассогласования компенсировать рост усиления. В мощных широкополосных коротковолновых передатчиках на транзисторах оптимальное сопротивление нагрузки транзистора составляет единицы ом и для согласования их с нагрузкой применяют «трансформаторы на линиях» , представляющие собой отрезок длинной линии или нескольких линий, намотанных на ферритовый сердечник. Такие трансформаторы позволяют реализовать целочисленные коэффициенты трансформации nт = 1, 2, 3, . . . Они также используются для инверсии фазы колебания, сложения мощностей, деления мощности. 40

Скачать презентацию Цепи согласования АЭ с нагрузкой Требования к ЦС

10_Цепи согласов.ppt

Количество слайдов: 40