8. Линейные коды ЦСП 8.

8. Линейные коды ЦСП 8. 1. Линейные коды с сохранением тактовой частоты Существует несколько основных вариантов преобра зования двоичного RZ или ЛТ сигнала в линейный код: 1) без изменения тактовой частоты двоичного сигнала; 2) с увеличением. тактовой частоты; 3) с уменьшением тактовой час тоты линейного сигнала. Первый вариант преобразования предполагает, что частота следования отдельных символов линейного кода не изменяется и равна исходной частоте следования ft отдельных символов ДС. Здесь возможны два способа преобразования.

Первый способ — с активной паузой (рис. 15. 6), при котором передача нулей в исходном видеосигнале заменяется на передачу посылок отрицательной полярности. Такой ЛС называется двоично симметричным (ДСС). Поскольку в среднем число нулей и единиц в исходном сигнале одинаково, то постоянная составляющая преобразованного сигнала равна нулю, однако за счет возможности «скопления» нулей (или единиц) постоянная составляющая начинает изменяться во времени, и межсимвольные искажения второго рода не устраняются.

На практике часто применяют второй способ преобразования ДС, когда униполярный сигнал в коде RZ или NRZ преобразуется в квазитроичный код, или код ЧПИ (сигнал с чередованием полярности импульсов). При таком пре образовании « 0» передается без изменения, а « 1» передается так, что каждая следующая единица меняет свой знак на противоположный. Этот способ легко реализуем на практике, он устраняет межсимвольные искажения второго рода, не требуя расширения полосы пропускания в области верхних частот. Одна из возможных структурных схем преобразова ния двоичного сигнала в квазитроичный приведена на рис. 15. 7. Осциллограммы сигналов в контрольных точках представлены на рис. 15. 8.

Цифровой сигнал в двоичной форме (рис. 15. 8, а) поступает на сумматор по модулю 2. На другой вход сумматора поступает сигнал, прошедший через линию задержки 1 и задержанный на один тактовый интервал (рис. 15. 8, в). Выходной сигнал сумматора (рис. 15. 8, 6) поступает на вычитающее устройство 4. Этот же сиг нал, задержанный на тактовый интервал (рис. 15. 8, г), поступает на Другой вход блока 4. На выходе вычитающего устройства получаем сигнал в квазитроичном коде (рис. 15. 8, д).

Достоинством квазитроичного кода является то, что он не имеет постоянной составляю щей и легко преобразуется в исходный дво ичныйкод путем его пропускания через безынерционный двухпо лупериодный выпрямитель. Кроме того, он удобен тем, что в нем легко обнаруживаются ошибочные символы по признаку нарушения чередования поляр ности импульсов. Схема преобразователя квазитроичного кода, изображенного на рис. 15. 7, очень сложная. На входы логической ячейки И 1 поступают входной цифровой сигнал (рис. 15. 11, а) и стробирующие импульсы (рис. 15. 11, б). Далее сигнал (рис. 15. 11, в) поступает на вход триггера. С прямого (рис. 15. 11, г ) и инверсного (рис. 15. 11, д) выходов триггера сигналы поступают на входы логических ячеек ИЗ, И 4, куда поступает также сигнал с выхода схемы совпадения И 1. На выходе логических схем 3, 4 будут вырабатываться определенные импульсы (рис. 15. 11, е, ж). Формирователи импульсов 5, 6 укорачивают импульсы по длительности до τ и =Т т /2 и подают их на вычитающее устройство 7(ВУ), на выходе которого формируется полный квазитроичный сигнал (рис. 15. 11, з)

Сигнал с ЧПИ обладает одним существенным недостатком при появлении в нем длинных серий пробелов (нулей) возможен сбой системы тактовой синхронизации. Чтобы этого не происходило, следует ограничить в линейном сигнале, передаваемом в коде ЧПИ, число подряд следующих нулей.

Эта задача была решена созданием кодов с высокой плотностью единиц; такой код еще называют моди фицированным квазитроичным кодом (МЧПИ). Здесь некоторое максимально допустимое число следующих подряд нулей после предыдущей единицы в исходном ДС. Обычно принимают G=2 или 3, что соот ветствует кодам КВП 2 и КВП 3 (или HDB -2, 3 в англоязычной терминоло гии). Если в реальном «пакете» нулей их число будет меньше g, то линейное кодирование осуществляется по коду ЧПИ, т. е. нули не преобразуются, а каждая единица имеет длительность в половину тактового интервала TT 1, причем ее полярность противоположна полярности предыдущей единицы.

пакет из (g+1) нулей заменяется сигналами 000 V или B 00 V (для КВП 3). Полярности вводимых импульсов В и К выбираются так, чтобы на интервале в ( g+1 ) тактов происходило одно нарушение правила чередования поляр ности. По этому нарушению на приемной стороне оконечной станции пре образовании. ЛС в ДС принимают решение об истинном содержании пакета. При выборе конкретного вида сигнала ( 000 V или В 00 V ) исходят из следующих условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшес твующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале, имеющими число нулей больше, чем q +1 = 3 + 1=4, насчитывается четное число единиц, то заполнение второй паузы начинается с сигнала В 00 V ; если число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполне ниевторой паузы начинается с сигнала 000 V.

В процессе заполнения очень длинной паузы пакет из ( q + 1) нулей заменяется комбинацией BOO V , если предшествующее число «пакетов» в паузе нечетное; «пакет» из ( q + 1) нулей за меняется комбинацией 000 V , если предшествующее число «пакетов» в паузе четное (или нуль). Пример использования алгоритма формирования кода КВП 2 и КВП 3 приведен на рис. 15. 12. Линейный сигнал в коде МЧПИ (HDB), передаваемый трехуровневым ко дом с той же тактовой частотой, что и исходный двоичный сигнал, широко ис пользуется в первичных, вторичных и третичных ЦСП (ИКМ 30, ИКМ 120, ИКМ 480), работающих по металлическим кабелям (симметричным и коакси альным). Кроме того, он применяется и как «стыковой» сигнал в оконечной аппаратуре для соединения разных иерархических структур.

Возможность исключения длинных пакетов нулей или единиц обеспечива ет также третий способ преобразования ДС в ЛС с сохранением тактовой час тоты и числа разрешенных уровней, называемый скремблированием. При этом ДС подвергается операции перемножения с некоторой, известной заранее псевдослучайной двоичной последовательностью (ПСП): ЛС = ДС + ПСП. На приемной стороне выполняется обратная операция: ДС = ЛС + ПСП (знак + здесь и далее означает сложение по модулю 2). Для правильного восстановления исходного сигнала псевдослучайные последовательности, вырабатываемые на приемной и передающей сторонах, должны быть засинхронизированы. Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинх ронизирующейся, применяют решение, приведенное на рис. 15. 13. Здесь скремблер 1 содержит сумматор по модулю 2 и формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 3. Дескремблер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 15. 13, а).

Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинхронизирующейся, т. е. не требующей формиро вания специального сигнала синхронизации на передаю щей стороне и его поиска на приемной стороне, применяют решение, приведенное на рис. 15. 13. Здесь скремблер 1 содержит сумматор по модулю 2 и формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 3. Дескремблер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 15. 13, а). Формирователь двоичной ПСП включает в себя n разрядный регистр сдвига (триггеры (T 1 , …, T n ) , управляе мый импульсами тактовой частоты ИУ от генераторного оборудования, а так же некоторое количество сумматоров по модулю 2, соединенных с выходами соответствующих триггеров (рис. 15. 13, б). Элемент C связи триггера 7} со схемой сложения. ) или отсутствие на схеме отражает наличие

, . С увеличением числа п растет период ПСП, равный Скремблированный сигнал S представляет собой результат потактового сложения по модулю 2 исходного двоичного сигнала D и псевдослучайного R: S=D+ R Дескремблированный сигнал D 1 =S ! + R равен соответственно D 1 = S ! + R При отсутствии ошибок в канале связи, когда S ! = S , имеем D 1 = S + R=( D + R)+ R= D. Параметры ФПСП определяются видом алгебраического полинома, опи сывающегосдвигается ПСП, , и соответственно структуру влево «провал» в спектре скремблированного сигнала S (см. штриховую функцию на рис. 15. 5, б). С увеличением числа k ненулевых коэффициентов Cj этот «провал» углубляется и расширяется по частоте, однако при этом в случае появления в канале передачи одиночных ошибок дескремблер «размножает» их в ( k + 1) раз. Практическое применение получили ФПСП с компромиссными параметрами[23]: h 1 (x)=x 15 +x 14 +1 (т. е. n =15, C 15 =C 1 =1 k=2 ) и h 2 (x)=x 10 +x 9 +x C 1, C 6, C 10=1 ; k = 3). Отметим, что линейный сигнал, полученный путем скремблирования (см. рис. 15. 13, а), остается униполярным и имеет постоянную составляющую, которая хотя и не равна 0, но изменя етсяв очень малых пределах. Это позволяет «потерять» ее в линейном тракте (из за разделительных элементов), а затем «восстановить» в регенераторе, не искажая форму импульсов.

10. 2. 2 Блочные двоичные коды Второй вариант перекодирования исходного сигнала в линейный подразу мевает получение линейного кода с тактовой частотой, которая больше частоты следования отдельных импульсов исходного двоичного сигнала. Здесь также возможны два способа преобразования. Первый преобразование ДС ( рис. 15. 14, а) в биимпульсный сигнал, при котором нуль передается, как и прежде, а сигнал единицы передается биимпульсным сигналом, например вида +1 -1 (рис. 15. 14, б). Используется также вариант, когда и нулевой символ заменяется биимпульсной комбинацией, но уже другого вида -1+1 (рис. 15. 14, в). Такой метод позволяет полностью устранить постоянную составляющую в ЛС и межсимвольные искажения второго рода, но передача линейного сигнала требует увеличения полосы пропускания в области верхних частот по крайней мере в 2 раза.

Кроме этого метода, возможен еще один способ преобразования, при котором каждая группа из m символов исходного двоичного сигнала заменяется группой из n символов двоичного линейного сигнала, что выражается формулой m. Bn. B , Поскольку n>m , то для каждой из 2 m возможных комбинаций нулей и единиц в пакете из m символов ДС , можно подобрать свою комбинацию, заранее опреде ленную из 2 n возможных (в пакете из n двоичных символов ЛС), что позволяет избавиться от длинных серий нулей (или единиц) и сохра нить возможности контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи и использования специальных испытательных сигналов. Наиболее простыми и весьма эффективными являются линей ные коды класса 1 B 2 B , в которых с каждым отдельным символом исходной последовательности сопоставляются два двоичных символа линейного кода. Например, единица исходной последовательности (рис. 15, а) может быть передана комбинацией 10, а нуль — 01 (рис. 15, б).

Такое кодирование всегда обеспечивает одно и то же значение постоянной составляющей ЛС при любом содержании 1 и 0 в исходном ДС, но при этом приводит к удвоению тактовой частоты линейного сигнала: fл=2 f. T. Одной из модернизаций приведенного кода является код AMI , в котором каждый исходный символ ДС кодир уется одной из двух возможных двухразрядных комби наций. Например, вместо 0 передает ся 10 или 01 , а вместо 1 соответственно 11 или 00. При этом каждый следующий одноименный символ принимает обязате льно другое возможное значение. Например, комбинация ДС вида 110010 будет кодироваться в виде 11. 00. 01. 10. 11. 01. В таком коде при нормальной работе никогда не может быть более двух импульсов или более двух пауз подряд. Нарушение этой закономерности свидетельствует о появлении ошибки.

В условиях ограниченной полосы линии связи при необходимости можно построить более экономные блочные коды (например, код 5 В 6 В ), когда блок из т символов исходной последовательности (см. рис 15. 15, я) заменяется блоком из n = т + 1 символов линейного кода (рис. 15, в). При этом увеличение так товой частоты может быть незначительным: f л =nf T /m если m>>1. При построении блочных кодов очень важным является выбор алфавита кода, т. е. таблицы соответствия между каждой исходной m битовой и разре шенной m битовой комбинациями. В частности, в коде 5 В 6 В алфавит 6 бито вых слов выбирают следующим образом.

В первую очередь используют те блоки, у которых количество символов « 1» равно половине общего числа бит в блоке, что обеспечивает неизменность постоянной составляющей. Таких «хороших» комбинаций будет 20 (число сочетаний из 6 по 3 ), и каждая из них используется для кодирования одной из 20 исходных 5 битовых комбинаций. Для остальных 5 -битовых комбинаций (их число равно 12 = 2 5 — 20) в алфавит отбирают еще 24 шестибитовых слова (по два на каждую 5 -битовую комбинацию, причем в од номслове количество символов « 1» равно 4, а в другом — 2). Слова, входящие в такую пару, передаются поочередно при появлении одной и той же исходной 5 -битовой комбинации. Таким образом, и для этих 12 комбинаций обеспечивается сохранение постоянной составляющей в линейном сигнале. Некоторые из возможных 6 -битовых комбинаций (их число равно 20=2 6 20 24) не входят в алфавит и являются запрещенными. Обнаружение их в линейном сигнале сви детельствует о появлении ошибки или о нарушении синхронизации при деко дировании линейного кода.

Некоторые из возможных 6 -битовых комбинаций (их число равно 20=2 6 20 24) не входят в алфавит и являются запрещенными. Обнаружение их в линейном сигнале сви детельствует о появлении ошибки или о нарушении синхронизации при деко дировании линейного кода. Отметим, что блочное кодирование типа т. В n В оставляет линейный сигнал униполярным, однако в нем, как и при скремблировании, постоянная составляющая меняется в очень малых пределах.

Это позволяет при необходимости легко устранить ее из сигнала, а затем восстановить (рис. 15, г). Для декоди рования блочного кода на приемной стороне, когда из n разрядной кодовой группы восстанавливается исходная m разрядная, необходимо сначала опреде лить границы этой группы. В большинстве случаев эту задачу удается решить 6 eз использования специального сигнала синхронизации за счет обнаружения в линейном сигнале запрещенных кодовых комбинаций. Эти комбинации от сутствуют в алфавите кода и могут образовываться только на границах двух соседних групп. Например, в коде 1 В 2 В, показанном на рис. 15. 14, в, запрещенными являются комбинации вида +1+1 или 1 1 (они отмечены звездочкой). По ним и определяются границы 2 разрядных кодовых комбинаций линейного сигнала.