10 Линейные коды ЦСП 10 1 Линейные коды

10. Линейные коды ЦСП 10. 1. Линейные коды с сохранением тактовой частоты Существует несколько основных вариантов преобразования двоичного RZ или ЛТ сигнала в линейный код: 1) без изменения тактовой частоты двоично го сигнала; 2) с увеличением. тактовой частоты; 3) с уменьшением тактовой час тоты линейного сигнала. Первый вариант преобразования предполагает, что частота следования от дельныхсимволов линейного кода не изменяется и равна исходной частоте следо ванияft отдельных символов ДС. Здесь возможны два способа преобразования.

Первый способ— с активной паузой (рис. 15. 6), при котором передача нулей в ис ходном видеосигнале заменяется на передачу посылок отрицательной полярности. Такой ЛС называется двоично симметричным (ДСС). Поскольку в среднем число нулей и единиц в исходном сигнале одинаково, то постоянная составляющая преобразованного сигнала равна нулю, однако за счет возможности «скопле ния» нулей (или единиц) постоянная составляющая начинает изменяться во времени, и межсимвольные искажения второго рода не устраняются. На практике часто применяют второй способ преобразования ДС, когда униполярный сигнал в коде RZ или NRZ преобразуется в квазитроичный код, или код ЧПИ (сигнал с чередованием полярности импульсов). При таком пре образовании « 0» передается без изменения, а « 1» передается так, что каждая следующая единица меняет свой знак на противоположный. Этот способ легко реализуем на практике, он устраняет межсимвольные искажения второго рода, не требуя расширения полосы пропускания в области верхних частот.

Одна из возможных структурных схем преобразования двоичного сигнала в квазитроичный приведена на рис. 15. 7. Осциллограммы сигналов в контроль ных точках представлены на рис. 15. 8. Цифровой сигнал в двоичной форме (рис. 15. 8, а) поступает на сумматор по модулю 2. На другой вход сумматора поступает сигнал, прошедший через линию задержки 1 и задержанный на один тактовый интервал (рис. 15. 8, в). Выходной сигнал сумматора (рис. 15. 8, 6) поступает на вычитающее устройство 4. Этот же сиг нал, задержанный на тактовый интервал (рис. 15. 8, г), поступает на Другой вход блока 4. На выходе вычитающего устройства получа ем сигнал в квазитроичном коде (рис. 15. 8, д).

Достоинством квазитроичного кода является то, что он не имеет постоянной составляю щей и легко преобразуется в исходный дво ичный код путем его пропускания через бе зынерционный двухполупериодный выпря митель. Кроме того, он удобен тем, что в нем легко обнаруживаются ошибочные символы по признаку нарушения чередования поляр ности импульсов. Схема преобразователя квазитроичного кода, изображенного на рис. 15. 7, очень сложная. На входы логической ячейки И 1 поступают входной циф ровой сигнал (рис. 15. 11, а) и стробирующие импульсы (рис. 15. 11, б). Далее сигнал (рис. 15. 11, в) поступает на вход триггера. С прямого (рис. 15. 11, г) и инверсного (рис. 15. 11, д) выходов триггера сигналы поступают на входы логических ячеек ИЗ, И 4, куда поступает также сигнал с выхода схемы совпадения И 1. На выходе логических схем 3, 4 будут вырабатываться определенные импуль сы (рис. 15. 11, е, ж). Формирователи импульсов 5, 6 укорачивают импульсы по длительности до τи=Тт/2 и подают их на вычитающее устройство 7(ВУ), на выходе которого формируется полный квазитроичный сигнал (рис. 15. 11, з)

Сигнал с ЧПИ обладает одним существенным недостатком — при появле нии в нем длинных серий пробелов (нулей) возможен сбой системы тактовой синхронизации. Чтобы этого не происходило, следует ограничить в линейном сигнале, передаваемом в коде ЧПИ, число подряд следующих нулей. Эта задача была решена созданием кодов с высокой плотностью единиц ; такой код еще называют модифицированным квазитроичным кодом (МЧПИ). Здесь некоторое максимально допустимое число следующих подряд нулей после предыдущей единицы в исходном ДС. Обычно принимают G=2 или 3, что соответствует кодам КВП 2 и КВП 3 (или HDB-2, 3 в англоязычной терминоло гии). Если в реальном «пакете» нулей их число будет меньше g, то линейное ко дированиеосуществляется по коду ЧПИ, т. е. нули не преобразуются, а каждая единица имеет длительность в половину тактового интервала TT 1, причем ее по лярность противоположна полярности предыдущей единицы.

Если в «пакете» нулей их число больше g, то каждый пакет из (g+1) нулей заменяется сигналами 000 V или B 00 V (для КВП 3). Полярности вводимых импульсов В и К выбираются так, чтобы на интерва лев (g+1) тактов происходило одно нарушение правила чередования поляр ности. По этому нарушению на приемной стороне оконечной станции пре образовании ЛС в ДС принимают решение об истинном содержании пакета. При выборе конкретного вида сигнала (000 V или В 00 V) исходят из следующих условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшес твующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале, имеющими число нулей больше, чем q+1 = 3 + 1=4, насчитывается четное число единиц, то заполнение второй паузы начинается с сигнала В 00 V; если число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполне ние второй паузы начинается с сигнала 000 V.

В процессе заполнения очень длинной паузы пакет из (q + 1) нулей заменяется комбинацией BOO V, если предшествующее число «пакетов» в паузе нечетное; «пакет» из (q+1) нулей за меняется комбинацией 000 V, если предшествующее число «пакетов» в паузе четное (или нуль). Пример использования алгоритма формирования кода КВП 2 и КВП 3 приведен на рис. 15. 12. Линейный сигнал в коде МЧПИ (HDB), передаваемый трехуровневым ко домс той же тактовой частотой, что и исходный двоичный сигнал, широко ис пользуется в первичных, вторичных и третичных ЦСП (ИКМ 30, ИКМ 120, ИКМ 480), работающих по металлическим кабелям (симметричным и коакси альным). Кроме того, он применяется и как «стыковой» сигнал в оконечной аппаратуре для соединения разных иерархических структур.

Возможность исключения длинных пакетов нулей или единиц обеспечива ет также третий способ преобразования ДС в ЛС с сохранением тактовой час тоты и числа разрешенных уровней, называемый скремблированием. При этом ДС подвергается операции перемножения с некоторой, известной заранее псевдослучайной двоичной последовательностью (ПСП): ЛС = ДС + ПСП. На приемной стороне выполняется обратная операция: ДС = ЛС + ПСП (знак + здесь и далее означает сложение по модулю 2). Для правильного восстановления исходного сигнала псевдослучайные последовательности, вырабатываемые на приемной и передающей сторонах, должны быть засинхронизированы. Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинх ронизирующейся, применяют решение, приведенное на рис. 15. 13. Здесь скремблер 1 содержит сумматор по модулю 2 и формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 3. Дескремблер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 15. 13, а).

Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинхро низирующейся, т. е. не требующей формирования Формирователь двоичной ПСП включает в себя n разрядный регистр сдвига (триггеры (T 1, …, Tn), управляемый импульса на схеме отражает наличие ) или отсутствие связи триггера 7} со схемой сложения.

, . С увеличением числа равный п растет период ПСП, Скремблированный сигнал S представляет собой результат потактового сложения по модулю 2 исходного двоичного сигнала D и псевдослучайного R: S= D+ R Дескремблированный сигнал D 1 =S!+ R равен соответственно D 1 = S!+ R При отсутствии ошибок в канале связи, когда S! = S, имеем D 1 = S + R=( D+ R)+ R= D. Параметры ФПСП определяются видом алгебраического полинома, опи сывающего структуру ПСП, , и соответственно сдвигается влево «провал» в спектре скремблированного сигнала S (см. штриховую функцию на рис. 15. 5, б). С увеличением числа k ненулевых коэффициентов Cj этот «провал» углубляется и расширяется по частоте, однако при этом в случае появления в канале передачи одиночных ошибок дескремблер «размножает» их в (k + 1) раз. Практическое применение получили ФПСП с компромиссными параметрами[23]: h 1(x)=x 15+x 14+1 (т. е. n=15, C 15=C 1=1 k=2) и h 2(x)=x 10+x 9+x 4+1 (n=10, C 1, C 6, C 10=1; k = 3). Отметим, что линейный сигнал, полученный путем скремблирования (см. рис. 15. 13, а), остается униполярным и имеет постоянную составляющую, которая хотя и не равна 0, но изменя ется в очень малых пределах. Это позволяет «потерять» ее в линейном тракте (из за разделительных элементов), а затем «восстановить» в регенераторе, не искажая форму импульсов.

10. 2. 2 Блочные двоичные коды Второй вариант перекодирования исходного сигнала в линейный подразу мевает получение линейного кода с тактовой частотой, которая больше частоты следования отдельных импульсов исходного двоичного сигнала. Здесь также возможны два способа преобразования. Первый преобразование ДС (рис. 15. 14, а) в биимпульсный сигнал, при котором нуль передается, как и прежде, а сигнал единицы передается биимпульсным сигналом, например вида +1— 1 (рис. 15. 14, б). Используется также вариант, когда и нулевой символ заменяется биимпульсной комбинацией, но уже другого вида -1+1 (рис. 15. 14, в). Такой метод позволяет полностью устра нить постоянную составляющую в ЛС и межсимвольные искажения второго рода, но передача линейного сигнала требует увеличения полосы пропускания в области верхних частот по крайней мере в 2 раза.

Кроме этого метода, возможен еще один способ преобразования, при кото ром каждая группа из m символов исходного двоичного сигнала заменяется группой из n символов двоичного линейного сигнала, что выражается форму лой m. Bn. B, Поскольку n>m, то для каждой из 2 m возможных комбинаций нулей и единиц в пакете из m символов ДС, можно подобрать свою комбинацию, зара нее определенную из 2 n возможных (в пакете из n двоичных символов ЛС), что позволяет избавиться от длинных серий нулей (или единиц) и сохранить воз можности контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи и использования специальных испытательных сигналов. Наиболее простыми и весьма эффективными являются линейные коды класса 1 B 2 B, в которых с каждым отдельным символом исходной последова тельности сопоставляются два двоичных символа линейного кода. Например, единица исходной последовательности (рис. 15, а) может быть передана комбинацией 10, а нуль — 01 (рис. 15, б).

Такое кодирование всегда обеспе чиваетодно и то же значение постоянной составляющей ЛС при любом содер жании 1 и 0 в исходном ДС, но при этом приводит к удвоению тактовой часто ты линейного сигнала: fл=2 f. T. Одной из модернизаций приведенного кода является код AMI, в котором каждый исходный символ ДС кодируется одной из двух возможных двухразрядных комбинаций. Например, вместо 0 передает ся 10 или 01, а вместо 1 — соответственно 11 или 00. При этом каждый следую щий одноименный символ принимает обязательно другое возможное значе ние. Например, комбинация ДС вида 110010 будет кодироваться в виде 11. 00. 01. 10. 11. 01. В таком коде при нормальной работе никогда не может быть более двух импульсов или более двух пауз подряд. Нарушение этой закономер ности свидетельствует о появлении ошибки.

В условиях ограниченной полосы линии связи при необходимости можно построить более экономные блочные коды (например, код 5 В 6 В), когда блок из т символов исходной последовательности (см. рис 15. 15, я) заменяется блоком из n = т + 1 символов линейного кода (рис. 15, в). При этом увеличение так товой частоты может быть незначительным: fл=nf. T/m если m>>1. При построении блочных кодов очень важным является выбор алфавита кода, т. е. таблицы соответствия между каждой исходной m битовой и разре шенной m битовой комбинациями. В частности, в коде 5 В 6 В алфавит 6 бито вых слов выбирают следующим образом.

В первую очередь используют те блоки, у которых количество символов « 1» равно половине общего числа бит в блоке, что обеспечивает неизменность постоянной составляющей. Таких «хороших» комбинаций будет 20 (число сочетаний из 6 по 3), и каждая из них используется для кодирования одной из 20 исходных 5 битовых комбинаций. Для остальных 5 -битовых комбинаций (их число равно 12 = 25 — 20) в алфавит отбирают еще 24 шестибитовых слова (по два на каждую 5 -битовую комбинацию, причем в од номслове количество символов « 1» равно 4, а в другом — 2). Слова, входящие в такую пару, передаются поочередно при появлении одной и той же исходной 5 -битовой комбинации. Таким образом, и для этих 12 комбинаций обеспечива ется сохранение постоянной составляющей в линейном сигнале. Некоторые из возможных 6 -битовых комбинаций (их число равно 20=26 20 24) не входят в алфавит и являются запрещенными. Обнаружение их в линейном сигнале сви детельствует о появлении ошибки или о нарушении синхронизации при деко дировании линейного кода.

Отметим, что блочное кодирование типа т. Вn. В оставляет линейный сигнал униполярным, однако в нем, как и при скремблировании, постоянная состав ляющая меняется в очень малых пределах. Это позволяет при необходимости легко устранить ее из сигнала, а затем восстановить (рис. 15, г). Для декоди рования блочного кода на приемной стороне, когда из n разрядной кодовой группы восстанавливается исходная m разрядная, необходимо сначала опреде лить границы этой группы. В большинстве случаев эту задачу удается решить 6 eз использования специального сигнала синхронизации за счет обнаружения в линейном сигнале запрещенных кодовых комбинаций. Эти комбинации от сутствуют в алфавите кода и могут образовываться только на границах двух со седнихгрупп. Например, в коде 1 В 2 В, показанном на рис. 15. 14, в, запрещенными являются комбинации вида +1+1 или 1 1 (они отмечены звездочкой). По ним и определяются границы 2 разрядных кодовых комбинаций линейного сигнала.