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第 6章 PWM控制技术 6. 1 PWM的基本原理 6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结 1
第 6章 PWM控制技术 对脉冲的宽度进行调制的技术 通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等 效的获得所需要的波形（含形状和幅值） 直流斩波电路 斩控式交流调压电路 矩阵式变频电路 2
6. 1 PWM控制的基本原理 采样控制理论中一个重要结论 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节 上时，其效果基本相同 冲量 窄脉冲的面积 效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同 u如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频 段非常接近，仅在高频段略有差异 3
f (t) t O O a) b) f (t) l 图a为方波窄脉冲、 图b为三角波窄脉冲、图 c为正弦半波窄脉冲，它 们的面积都等于1，当它 们分别加在具有惯性的 同一环节上时，其输出 响应基本相同 t f (t) d (t) O t c) O t d) l当窄脉冲变为图 6 -1 d 的单位冲击函数δ（t） 时，环节的响应即为该 环节的脉冲过渡函数 图 6 -1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 4
i (t) u如周期性地施加上述脉冲， u(t)为电压窄脉冲，为电 u ( t) 则响应i(t)也是周期性的 路的输入，电流i(t)为电路的 输出， i(t)的上升阶段，脉 u 用傅里叶级数分解后，各 a) i(t)在低频段的特性将非常接 冲形状不同， i(t)得形状也 i(t) 近，仅在高频段有所不同 略有不同，但其下降段则几 u 上述原理为面积等效原理， 乎完全相同，脉冲越窄，各 0 t b) 图 6 -2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 i(t)波形的差异也越小 是PWM控制技术的重要理论基 础 5
如将脉冲序列用相同数量的 u将图 6 -3 a的正弦波分成N个 等幅不等宽的矩形脉冲代替， 比此相连的脉冲序列所组成的 使矩形脉冲的重点和相应的正 波形，这些脉冲宽度相等，为 弦波部分的中点重合，且使矩 π/N，但幅值不等，各脉冲幅 形脉冲和相应的正弦波部分面 a u > O ωt 值按正弦规律变化 积相等，得图 6 -3 b脉冲序列， 即PWM波形 b 图 6 -3 用PWM波代替正弦半波 6
SPWM波形 脉冲的宽度按正弦规律变化而 和正弦波等效的PWM波形 等幅PWM（直流电源产生） 不等幅PWM（交流电源产生） 直流斩波电路得到的PWM波是等效直流波形， SPWM波得到的是等效正弦波 7
第 6章 PWM控制技术 6. 1 PWM的基本原理 6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结 8
6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 2. 1 计算法和调治法 6. 2. 2 异步调制和同步调制 6. 2. 3 规则采样法 6. 2. 4 PWM逆变电路的谐波分析 6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6. 2. 6 PWM逆变电路多重化 9
6. 2. 1 计算法和调制法 计算法 根据正弦波频率、幅值和半周期脉 冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度 和间隔，据此控制逆变电路开关器 件的通断，就可得到所需PWM波形 调制法 把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号 作为载波，通过信号波得调制得到所期望的PWM波形 10
调制法 把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号 作为载波，通过信号波得调制得到所期望的PWM波形 等腰三角波 或锯齿波 等腰三角波上任一点的水平宽度 和高度成线性关系，且左右对称， 当它与任何一个平缓变化的调制 信号波相交时，如在交点时刻对 电路中开关器件的通断进行控制， 就可得到宽度正比于信号波幅值 的脉冲 11
阻感负载 图 6 -4 单相桥式PWM逆变电路 l 负载电流为正的区间， V 1和V 2通断互补，V 3 l V 4关断，V 3开通后， V 1和V 4导通时，uo等于 和V 4通断也互补 io从V 3和VD 1续流，uo=0 Ud l uo正半周时，V 1导通， uo总可得到U 和零两 l V 4关断时，负载电流 V 2关断，V 3和Vd交替通 4 通过V 1和VD 3续流， 种电平 断 uo=0 l 负载电流比电压滞后， l uo负半周，让V 2保持 l 负载电流为负的区间， 通，V 1保持断，V 3和V 4 在电压正半周，电流有 V 1和V 4仍导通，io为负， 交替通断，uo可得-Ud和 一段区间为正，一段区 实际上io从VD 1和VD 4流 间为负 o=Ud 零两种电平 过，仍有u 12
单极性PWM控制方式 （单相桥逆变） 图 6 -5 单极性PWM控制方式波形 t 调制信号ur为正弦波，载 2 Ur负半周，V 1保持断，V 单极性PWM控制方式 波uc在ur的正半周为正极性 保持通 的三角波，在负半周为负正 Ur半个周期内三角波载波 断， • 当ur<uc时使V 3通，V 4 极性的三角波 只在正极性或负极性一种 uo d t 在u=－U的交点时刻控制 r和uc 极性范围内变化，所得 • 当 ur>uc IGBT的通断时使V 3断，V 4通， t uuo=0 PWM波形的控制方法 r正半周，V 1保持通，V 2 保持断 • 当ur>uc时使V 4通，V 3断， 表示uo的基波分量 uo=Ud • 当ur<uc时使V 4断，V 3通， uo=0 13
双极性PWM控制方式 （单相桥逆变） l双极性PWM控制方式 在ur的一个周期内，输 l在u. PWM波 只 有 ±U和V 4导 当ur 时，给V 和V 导通 出 的 <u>uc时，给V 1 d两 种 l当ur的半个周期内，三角 c 2 3 通信号，给V 2和V 3关断信号 电平 信号，给V 1和V 4关断信号 波载波有正有负，所得 • PWM波也有正有负 4通， 如io>0，则V 1和V l 同样在调制信号ur和载 • 如io<0，V 2和V 3通 • 如io<0，VD 1和VD 4通， 波信号uc的交点时刻控制 • 如io>0，VD 2和VD 3通， 哥开关器件的通断 o=Ud • 不管哪种情况uo=-Ud l ur正负半周，对各开关 器件的控制规律相同 图 6 -5 双极性PWM控制方式波形 14
双极性PWM控制方式（ 三相桥逆变） l. U、V和W三相的 1导 当ur. U>uc时，给V 通信号，给V 4关断信号， PWM控制通常公用三 则u. UN’=Ud/2 角波载波uc，三相的调 l 当ur. U<u、u 和u 4导 制信号ur. U c时，给V 依 r. V r. W 通信号，给V 1关断信号， 次相差 120° 则u. UN’=-Ud/2 l. U、V和W各相功率 l 当给V 1(V 4)加导通信 号时，可能是V 1(V 4)导 开关器件的控制规律 通，也可能是二极管 相同 VD 1(VD 4)续流导通 图 6 -7 三相桥式PWM型逆变电路 15
l l u. UN’、u. VN’和u. WN’的PWM 逆变器输出线电压PWM波由 ±Ud和0三种电平构成 波形只有±Ud/2两种电平 l l 线电压波形u可由下式求得 负载向电压u. UN 的波形可 UV 由u. UN’-u. VN’得出 • 当 1和6通时，u. UV=Ud • 当 3和4通时，u. UV=－Ud l 负载相电压PWM波由(± 2/3)Ud、 • 当 1和3或 4和6通时，u. UV (± 1/3)U 和0共 5种电平组成 =0 d 图 6 -8 三相桥式PWM逆变电路波形 16
Ø同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通 而造成短路，在上下两臂切换时留一小段上下臂都施 加关断信号的死区时间 Ø死区时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定 Ø死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏 离正弦波 17
特定谐波消去法 ● 在输出电压半周期内， 器件通、断各3次（不包 括 0和π），共 6个开关时 刻可控 ●首先，为消除偶次谐波， 使波形正负两半周期镜对 称，即 (6 -1) 图 6 -9 特定谐波消去法的输出PWM波形 18
其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前 后1/4周期以π/2为轴线对称，即 (6 -2) 同时满足式（6 -1）、（6 -2）的波形称为四分之一周期 对称波形，用傅里叶级数表示为 (6 -3) 式中，an为 19
图 6 -9中，能独立控制的只有a 1、a 2和a 3共 3个时刻。该波 形的an为 (6 -4) 式中n=1, 3, 5, … ¯确定 a 1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程， 联立可求得a 1、a 2和a 3，这样可消去两种特定频率的谐波 20
在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互 抵消，可考虑消去 5次和7次谐波，得如下联立方程 (6 -5) 给定a 1，解方程可得a 1、a 2和a 3。a 1改变时，a 1、a 2和a 3也 相应改变 21
6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 2. 1 计算法和调治法 6. 2. 2 异步调制和同步调制 6. 2. 3 规则采样法 6. 2. 4 PWM逆变电路的谐波分析 6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6. 2. 6 PWM逆变电路多重化 22
6. 2. 2 异步调制和同步调制 载波 比 载波频率fc与调制信号 频率fr之比，N= fc / fr 载波和信号波是否同步 及载波比的变化情况 异步调制 PWM调制方式分为 同步调制 23
1. 异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式 Ø通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的 Ø在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相 位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称 Ø当信号频率较低时，N较大，一周期内脉冲数较多， PWM波形接近正弦波 Ø当信号频率增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少， 使得输出PWM波和正弦波差异变大 24
2. 同步调制 载波比N等于常数，在变频时使载波与信号波保持同 步的调制方式， Ø在基本同步调制方式中，fr变化时N不变，信号波一周 期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的 Ø三相电路中公用一个三角波载波，且取N为 3的整数倍， 使三相输出波形严格对称 Ø为使一相的PWM波正负半周镜对称， N应取奇数 25
l当逆变电路输出频率很低 时，fc也很低， fc过低时由 调制带来的谐波不易滤除 l当逆变电路输出频率很高 时，同步调制时的载波频 率fc会过高，使开关器件难 以承受 图 6 -10 同步调制三相PWM波形 26
分段同步调制 Ø把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每 个频段内保持N恒定，不同频段的N不同 Ø在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高， 限制功率开关器件允许的范围 Ø在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低 而对负载产生不利影响 27
l为防止载波频率在切换 点附近来回跳动，采用滞 后切换的方法 l在不同的频率段内，载 波频率的变化范围基本一 致，fc大约在 1. 4~2. 0 KHz 之间 图 6 -11 分段同步调制方式举例 28
6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 2. 1 计算法和调治法 6. 2. 2 异步调制和同步调制 6. 2. 3 规则采样法 6. 2. 4 PWM逆变电路的谐波分析 6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6. 2. 6 PWM逆变电路多重化 29
6. 2. 3 规则采样法 按照SPWM控制的基本原理，在正 弦波和三角波的自然交点时刻控制 功率开关的通断，这种生成SPWM 波形的方法 规则采样法 自然采样法 程实用方法，效果接近 自然采样法，计算量比自 然采样法小得多 30
l 在三角波的负峰时刻t l 取三角波两个正峰值之 D 间为一个采样周期Tc 对正弦信号波采样得D点， 过D点作一水平直线和三角 l 使脉冲中点 和三角波一 波分别交于A、B点，在A点 周期的中点（即负峰点）重 时刻t. A和B点时刻t. B控制功 合，每个脉冲的中点都以相 率开关器件的通断 应的三角波中点为对称，使 l 这种规则采样法得到的 计算大为简化 脉冲宽度和用自然采样法 图 6 -12 规则采样法 得到的脉冲宽度非常接近 31
设正弦调制信号波为 式中， a称为调制度，0≤a<1； wr为信号波角频率，从图 6 -12中 得以下关系式 因此可得 (6 -6) 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度δ’为 (6 -7) 32
Ø 三相桥逆变电路应形成三相SPWM波形，三相的三角 波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120° Ø 设同一三角波周期内三相的脉宽分别为d. U、d. V和d. W， 脉冲两边的间隙宽度分别为d’U、d’V和d’W，同一时刻 三相调制波电压之和为零，由式(6 -6)得 (6 -8) 由式(6 -7)得 (6 -9) 利用以上两式可简化三相SPWM波的计算 33
6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 2. 1 计算法和调治法 6. 2. 2 异步调制和同步调制 6. 2. 3 规则采样法 6. 2. 4 PWM逆变电路的谐波分析 6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6. 2. 6 PWM逆变电路多重化 34
6. 2. 4 PWM逆变电路使 PWM逆变电路的谐波分析 输出电压 输出电流 接近正弦波 Ø使用载波对正弦信号波调制，也产生和载波有关的谐 波分量 Ø谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指 标之一 Ø同步调制可看成异步调制的特殊情况 35
w包含的谐波角频率为 (6 -10) 式中 n=1, 3, 5, …时，k=0, 2, 4, … n=2, 4, 6, …时，k=1, 3, 5, … w PWM波中不含低次谐波， 只含wc及其附近的谐波以 及 2 wc、3 wc等及其附近的 谐波 图 6 -13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图 36
w在输出线电压中，包含的 谐波角频率为 w 三相桥式PWM逆变电路 可每相各有一个载波信号， (6 -11) 也可三相公用一个载波信 式中 号 n=1, 3, 5, …时， w k=3(2 m－1)± 1，m=1, 2, … w n=2, 4, 6, …时， 图 6 -14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图 37
三相桥式逆变电路和单相桥式逆变电路比较 共 区 同 别 都不含低 次谐波 载波角频率wc整数倍的谐波没有了，谐 波中幅值较高的是wc± 2 wr和2 wc±wr SPWM波中谐波主要是角频率为wc、2 wc及其附近的谐波 调制信号波不是 正弦波时，谐波 由两部分组成 对信号波本身进行谐 波分析所得的结果 由于信号波对载波的 调制而产生的谐波 38
6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 2. 1 计算法和调治法 6. 2. 2 异步调制和同步调制 6. 2. 3 规则采样法 6. 2. 4 PWM逆变电路的谐波分析 6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6. 2. 6 PWM逆变电路多重化 39
6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少 开关次数 输出波形中所 含谐波多少 衡量PWM控制优劣 提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数 可提高逆变器的输出能力 直流电压利用率 可降低开关损耗 逆变电路输出交流电压基波最大 幅值U 1 m和直流电压Ud之比 40
正弦波作为 调制信号 幅值不能超过 三角波幅值 直流电压利用率低 梯形波作为 调制信号 当梯形波幅值和三角波幅值 相等时，梯形波所含的基波 分量幅值已超过三角波幅值 有效提高直流 电压利用率 41
l三角化率 s =Ut/Uto描述梯形 波的形状 s s =0时梯形波变为矩形波 s s =1时梯形波变为三角波 l 梯形波含低次谐波，调制后 的PWM波仍含同样的低次谐波 l 低次谐波产生的波形畸变率 为d l s不同时， d 和直流电压利 用率U 1 m/Ud也不同 图 6 -15 梯形波为调制信号的PWM控制 42
l 图 6 -16 d 和U 1 m /Ud随s 变化的情况 l s = 0. 8左右时谐波含 量最少，但直流利用率也 较低 图 6 -16 s 变化时的d 和直流电压利用率 l s = 0. 4时，谐波含量也 较少，d 约为 3. 6%，直流 电压利用率为 1. 03，是正 弦波调制的1. 19倍，综合 效果较好 43
l 图 6 -17，s 变化时各次谐 波分量幅值Unm和基波幅值 U 1 m之比 l 用梯形波调制时，输出波 形中含 5次、7次等低次谐波， 是梯形波调制的缺点 图 6 -17 s 变化时的各次谐波含量 l 实际使用时，当正弦波 调制不能满足输出电压的要 求时，改用梯形波调制，以 提高直流电压利用率 44
线电压控 制方式 使输出线电压不含低次 谐波的同时尽可能提高 直流电压利用率，并尽 量减少器件开关次数 相电压控 制方式 对两个线电压进行控制， 适当地利用多余的一个自 由度来改善控制性能 仍是对相电压进行控 制，但控制目标却是 线电压 相对线电压控制方式， 控制目标为相电压 45
l 在调制信号中，基波 在相电压调制信号中叠 ur 1正峰值附近恰为 3次谐 加适当大小 3次谐波，使之 波ur 3的负半波，两者相 成为鞍形波，经过PWM调 互抵消 制后逆变电路输出相电压 l ur=ur 1+ur 3成为鞍形波， 中也含 3次谐波，且三相的 其中含幅值更大的基波 三次谐波相位相同 分量ur 1，ur的最大值不 l 合成线电压时，各相电 超过三角波载波最大值 压3次谐波相互抵消，线电 图 6 -18 叠加 3次谐波的调制信号 压为正弦波 46
t 除可以在正弦调制 信号中叠加 3次谐波外， 还可叠加其他 3倍频于 正弦波的信号，也可叠 加直流分量，都不会影 响线电压 图 6 -19 线电压控制方式举例 t 给正弦信号叠加的信 号up，既包含 3倍次谐波， 也包含直流分量，up大 小随正弦信号的大小而 变化 47
设三角波载波幅值为 1，三相调制信号的正弦分别为 ur. U 1、ur. V 1和ur. W 1，并令 (6 -12) 则三相的调制信号分别为 (6 -13) 不论ur. U 1、ur. V 1和ur. W 1幅值的大小，ur. U、ur. V、ur. W总有 1/3周期的值和三角波负峰值相等。 48
两相控制 方式 优 点 在这 1/3周期中，不 对调制信号值为-1的 相进行控制，只对其 他两相进行控制 在信号波的1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件 的开关损耗减少 1/3 最大输出线电压基波幅值为Ud，和相电压控制方法比较， 直流电压利用率提高 输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于up的谐 波分量相互抵消的原因，这一性能优于梯形波调制方式 49
6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 2. 1 计算法和调治法 6. 2. 2 异步调制和同步调制 6. 2. 3 规则采样法 6. 2. 4 PWM逆变电路的谐波分析 6. 2. 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6. 2. 6 PWM逆变电路多重化 50
6. 2. 6 PWM逆变电路的多重化 PWM多重化逆变电路 提高等效开关频率 减少开关损耗 减少和载波有关的谐波分量 PWM逆变电路多重化联结方式 变压器方式 电抗器方式 51
利用电抗器联接的二重PWM逆变电路 l电路的输出从电抗器中 心抽头引出 l两个单元的载波信号错 开180° l输出端相对于直流电源 中点N’的电压 u. UN’=(u. U 1 N’+u. U 2 N’)/2, 已 图 6 -20 二重PWM型逆变电路 变为单极性PWM波 52
l 输出线电压共有0、 二重化后，输出电 (± 1/2)Ud、±Ud五个电平， 压所含谐波角频率仍可 表示为nwc+kwr，但其 比非多重化时谐波有所 中n为奇数时的谐波已 减少 l 在多重PWM逆变电 全被除去，谐波最低频 率在 2 wc附近，相当于 路中，电抗器上所加电 电路的等效载波频率提 压频率为载波频率，比 高一倍 输出频率高得多，只要 很小的电抗器就可以了 图 6 -21 二重PWM型逆变电路输出波形 53
第 6章 PWM控制技术 6. 1 PWM的基本原理 6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结 54
6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 3. 1 滞环比较方式 6. 3. 2 三角波比较方式 55
6. 3 PWM跟踪控制技术 把希望输出的波形作为指令 信号，把实际波形作为反馈 信号，通过两者的瞬时值比 较来决定逆变电路各开关器 件的通断，使实际的输出跟 踪指令信号变化 跟踪控制方法 滞环比 较方式 三角波比 较方式 56
6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 3. 1 滞环比较方式 6. 3. 2 三角波比较方式 57
6. 3. 1 滞环比较方式 l把指令电流i*和实际输出电 流i的偏差i*-i作为滞环比较 器的输入，通过比较器的输 出控制器件V 1和V 2的通断 l. V 1（或VD 1）通时，i增大 l. V 2（或VD 2）通时，i减小 图 6 -22 滞环比较方式电流跟踪控制举例 l通过环宽为 2 DI的滞环比较 器的控制，i就在i*+DI和i*DI的范围内，呈锯齿状地跟 踪指令电流i* 58
图 6 -23 滞环比较方式的指令电流和 输出电流 l环宽过宽时，开关动作 频率低，跟踪误差大 l环宽过窄时，跟踪误差 小，但开关频率过高，开 关损耗增大 l L过大时，i的变化率过 小，对指令电流的跟踪慢 l. L过小时，i的变化率过 大，i*-i频繁地达到±DI， 开关频率过高 59
图 6 -24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型 PWM逆变 电路，有和图 6 -22相同的三个单相半桥电路组成，三 相电流指令信号iu*、 iv*、 iw*依次相差 1200 图 6 -24 三相电流跟踪型PWM逆变电路 60
图 6 -25线电压的正半周和 负半周内，都有极性相反 的脉冲输出，这将使输出 电压中的谐波分量增大， 也使负载的谐波损耗增加 图 6 -25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形 61
采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如 下特点 ① 硬件电路简单 ② 属于实时控制方式，电流响应快 ③ 不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波 ④ 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电 流中高次谐波含量多 ⑤ 属于闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的 共同特点 62
把指令电压u*和板桥逆变电路输出电压u进行比较，通 过滤除偏差信号中的谐波分量，滤波器的输出送入滞环 比较器，由比较器输出控制主电路开关器件的通断，从 而实现电压跟踪控制 Ud 2 滤波器 Ud 2 + u* u u 图 6 -26 电压跟踪控制电路举例 63
u和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号 从电流变为电压 u输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当 的滤波器滤除 uu*=0时，输出电压u为频率较高的矩形波，相当于一 个自励振荡电路 uu*为直流信号时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽 度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波 uu*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频 率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的 波形就几乎和u* 相同，从而实现电压跟踪控制 64
6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 3. 1 滞环比较方式 6. 3. 2 三角波比较方式 65
6. 3. 2 三角波比较方式 l 通过闭环来进行控制 负 载 Ud + C- A C+ - A - i. U + - i* U i. V i* V + i - W * i. W + 三相三角波 发生电路 图 6 -27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路 l 把指令电流i*U、i*V和 i*W和实际输出电流i. U、i. V、 i. W进行比较，求出偏差， 通过放大器A放大后，再 去和三角波进行比较，产 生PWM波形 l 功率开关器件开关频率 是一定的，等于载波频率 66
Ø为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波 载波信号 Ø和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输 出电流所含的谐波少 定时比较方式 不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样 周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的 极性来控制变流电路开关器件的通断 67
l在时钟信号到来的时刻 • 如i < i*，令V 1导通，V 2 关断，使i增大 • 如i > i*，令V 1关断，V 2 导通，使i减小 l每个采样时刻的控制作 用都使实际电流与指令电 图 6 -22 滞环比较方式电流跟踪控制举例 流的误差减小 68
Ø 采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟 频率的1/2 Ø 和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环 宽，控制的精度低一些 69
第 6章 PWM控制技术 6. 1 PWM的基本原理 6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结 70
6. 4 PWM整流电路及其控制方法 6. 4. 1 PWM整流电路的 作原理 6. 4. 2 PWM整流电路的控制方法 71
6. 4 PWM整流电路及其控制方法 实际应用的整流电路 晶闸管相控整流或二极管整流 ●输入电流滞后于电压，滞后 角随着a的增大而增大，位移 因数随之降低 ●输入电流中谐波分量大，功 率因数很低 虽位移因数接近 1， 但输入电流中谐波 分量很大，所以功 率因数也很低 72
使其输入电流非常接近正 弦波，且和输入电压同相 位，功率因数近似为 1 PWM整流电路 通 过 控 单位功率因数变流器 (高功率因数整流器) 把逆变电路中的SPWM 控制技术用于整流电路 制 73
6. 4 PWM整流电路及其控制方法 6. 4. 1 PWM整流电路的 作原理 6. 4. 2 PWM整流电路的控制方法 74
6. 4. 1 PWM整流电路的 作原理 V 1 Ls Rs VD 1 1．单相PWM整流电路 + C 1 负 载 V 2 VD 2 us + l半桥电路直流侧电容必须 由两个电容串联，其中点和 交流电源连接 ud l全桥电路直流侧电容只要 一个就可以 C 2 a) V 2 VD 3 V 4 b ) + B ud 负 VD 4 is VD 1 us Rs A VD 2 Ls V 1 载 l. Ls包括外接电抗器的电感和 交流电源内部电感，是电路 正常 作所必须的 l. Rs包括外接电抗器中的电阻 和交流电源的内阻 图 6 -28 单相PWM整流电路 a)单相半桥电路 b)单相全桥电路 75
图 6 -28 单相PWM整流电路 b)单相全桥电路 Ø用正弦信号波和三角波相比较的方法对V也为与电源频率 当正弦信号波频率和电源频率相同时，is 1~V 4进行SPWM 控制，就可以在桥的交流输入端AB产生一个SPWM波u. AB 相同的正弦波 Øu. AB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量， 在us一定时，is幅值和相位仅由u. AB中基波u. ABf的幅值及其 与us的相位差决定 以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐 波改变u. ABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超 Ø 前90°，或使is与us相位差为所需角度 Ø由于Ls的滤波作用，谐波电压只使is产生很小的脉动 76
· Us · Is d · UAB · UL U· R a) · · Is Us d · UAB c) · UAB · Is d · Us · Is · UL · UR j · UR · UL b) · Us · d UAB · UL · UR d) 图 6 -29 PWM整流电路的运行方式相量图 a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为 · ·· · · 图a中，UAB超前Us的相角d ，Iss和 s反相，电路 作在逆 图c中， UAB 滞后Us s 相角，I和UUs同相，电路 作整流 图b中，U 图d中，通过对UAB 幅值和相位的控制，可以使 Is 比Us 滞后 U相角d d， Is 超前 Us 90°，电路 超前或滞后任一角度 状态，功率因数为 1 j 向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生 变状态 器 77
整流运行状态下 3 VD s B V V + 4 4 s VD R 3 VD s i A V 2 u s VD L 1 1 V 2 u 负 d 载 l当uss < 0时，由V 1 V 2、 VD 4、 u > 0时 ， 由 、VD 3、 VD 1、LLs和V 3、VD 1、VD 4、 2、 s和V 4、VD 2、VD 3、 Ls分别组成两个升压斩波电路 路， 作原理和us > 0时类 • V 2通时，us通过V 2、VD 4向 似 Ls 储能 • V 2关断时，Ls中储存的能量 图 6 -28 单相PWM整流电路 b)单相全桥电路 通过VD 1、VD 4向直流侧C充 电 78
2．三相PWM整流电路 ● 作原理和前述的 进行SPWM控制， 在交流输入端A、B 单相全桥电路相似， ● 和单相相同，该电 和C可得 SPWM电压， 只是从单相扩展到 路也可 作在逆变 按图 6 -29 a的相量图 三相 运行状态及图c或d 控制，可使ia、 ib、 的状态 ic为正弦波且和电压 同相且功率因数近 似为 1 图 6 -30 三相桥式PWM整流电路 79
6. 4 PWM整流电路及其控制方法 6. 4. 1 PWM整流电路的 作原理 6. 4. 2 PWM整流电路的控制方法 80
6. 4. 2 PWM整流电路的控制方法 1．间接电流控制 没有引入电流反馈 相位和幅值控制 按图 6 -29 a（逆变时为图 6 -29 b）的相量关系来控制整流 桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而 得到功率因数为 1的控制效果 81
图 6 -31 间接电流控制 系统结构 * * Ø稳态时，ud=ud，PI调节器输入为零，PI调节器的输出id 达到稳态时，ud仍和 ud 相等，PI调节器输入仍恢复到 控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环 零，而id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和 和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应 Ø直流电压给定信号和实际直流电压ud比较后送入PI调节 Ø负载电流增大时，C放电而使其ud下降，PI调节器的输 较大的交流输入电流相对应 器，PI调节器的输出为一直流电流信号id，id的大小和整流 入端出现正偏差，使其输出id增大，使整流器交流输入电 Ø 负载电流减小时，调节过程和上述过程相反 器交流输入电流幅值成正比 流增大，也使ud回升 82
图 6 -31 间接电流控制 系统结构 整流器从整流运行向逆变运行转换 首先负载电流反向而向C充电，使ud抬高，PI调节器出现负 * 稳态时，ud和 ud 仍然相等，PI调节器输入恢复到零，输出 偏差，id减小后变为负值，使交流输入电流相位和电压相位 id为负值，并与逆变电流的大小对应 反相，实现逆变运行 83
图 6 -31 间接电流控制 系统结构 ® 各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得 控制系统中其余部分的 作原理 的输入电流在R和L上的压降，可得到所需整流桥交 ® 上面的乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电 下面的乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电 流输入端各相的相电压u. A、u. B和u. C的信号，用该信 压同相位的正弦信号，再乘以电阻 R，得到各相电 压相位超前π/2的余弦信号，再乘以电感L的感抗， 号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信号去 流在Rs上的压降u. Ra、us上的压降u. La、u. Lb和u. Lc 得到各相电流在电感L Rb和u. Rc 控制整流桥，可得到需要的控制效果 84
2. 直接电流控制 通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反 馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值 85
图 6 -32 直接电流 控制系统结构图 * * * 外环是直流电压控制环 Ø ia、ib和ic分别和各自的电源电压同相位，其幅值和反 双闭环控制系统 映负载电流大小的直流信号id成正比，这是整流器运行时 内环是交流电流控制环 所需的交流电流指令信号 Ø外环PI调节器的输出为直流电流信号id，id分别乘以和a、 Ø 指令信号和实际交流电流信号比较后，通过滞环对器 b、c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的 件进行控制，便可使实际交流输入电流跟踪指令值, 其跟 * * 正弦指令信号 i*，ib 和ic a 踪误差在由滞环环宽所决定的范围 86
第 6章 PWM控制技术 6. 1 PWM的基本原理 6. 2 PWM逆变电路及其控制方法 6. 3 PWM跟踪控制技术 6. 4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结 87
本章小结 PWM控制技术用于直流斩波电路 u 直流斩波电路实际上就是直流PWM电路，是PWM 控制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流 电动机调速系统就构成广泛应用的直流脉宽调速系统 PWM控制技术用于交流—交流变流电路 u 交流—交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式 变频电路是PWM控制技术在这类电路中应用的代表， 矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好的发 展前景 88
PWM控制技术用于逆变电路 u PWM控制技术在逆变电路中广泛而成功的应用，奠 定了PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位 PWM控制技术用于整流电路 构成PWM整流电路，可看成逆变电路中的PWM技术向 整流电路的延伸 89
目 1 2 3 4 5 6 7 8 录 绪论 电力电子器件 整流电路 直流斩波电路 交流电力控制电路和交交变频电路 逆变电路 PWM控制技术 软开关技术 组合变流技术 90
Скачать презентацию 第 6章 PWM控制技术 6 1 PWM的基本原理 6 2
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